納秒級高功率準分子激光器驅動系統研制?

溫立彬，蔡立民，吳 濤，何永春

(國網內蒙古東部電力有限公司興安供電公司，內蒙古 烏蘭浩特 137400)

準分子激光器由于具備三高特性(高單色性，高功率以及高穩定性)特點，其輸出譜段恰好能覆蓋紫外光譜區，使其廣泛應用于工業[1]、醫療[2]和科研[3]等領域。其驅動方式一般采用閘流管釋放高壓儲能電容器中的能量來產生快放電激勵。但是，準分子激光器重復頻率達數千Hz，閘流管的約109次脈沖放電壽命顯得有限，加之閘流管的殘余振蕩等缺點使上述快放電方式不能適應高重復頻率應用的需求。

20 世紀90 年代Gontad F 等[4]首次提出用磁脈沖壓縮技術來產生大功率脈沖，隨后國外對磁開關應用進行了廣泛的研究。國內對磁開關研究主要集中在高壓除塵設備、加速器系統和延長激光器快放電中的閘流管壽命[5]。在準分子激光技術中，利用功率半導體開關結合磁脈沖壓縮開關的方法產生高壓快脈沖來替代閘流管，能避免基于閘流管器件的缺點[6]。雖然半導體開關的壽命比閘流管高3 個數量級以上，但是在長期高重復頻率條件下性能也存在明顯下降。而且，磁開關回路放電產生殘余能量振蕩，使準分子激光器壽命收到影響[7]。

綜上，研制一種納秒級、高功率準分子激光器驅動系統是十分必要的。利用本文所研制激光器驅動系統對波長為193 nm 的準分子激光器進行驅動實驗，發光正常，證明該驅動系統在實際應用中的可行性。

1 驅動系統硬件設計

驅動系統采用反激電路[8]級聯雙向半橋驅動電路[9]的雙級設計，電路總體結構如圖1 所示。

圖1 電路總體結構

DC/DC 升壓階段采用脈沖寬度調制(PWM)方法控制，由于負載很輕，電路工作在電感電流斷續模式(DCM)下，可以獲得很大的升壓比。驅動階段能夠在一定的頻率范圍內，產生任意單極驅動信號，并且能夠從準分子激光器中回收未使用的電能，提升了系統能效。與其他直流交流轉換器相比，半橋驅動結構具有更高的能量轉換效率和能量密度。經過簡單的控制策略，該拓撲能夠輸出兩個驅動信號，可同時驅動兩支準分子激光器。

1.1 DC/DC 升壓階段電路

DC/DC 升壓階段電路是一個反激變換電路，其工作在電感電流斷續模式(DCM)，相對于電感電流連續模式(CCM)，具備更高的能量轉換效率和更大的升壓率等優點。

反激變換電路在一個工作周期里的電壓電流波形如圖2 所示。

圖2 反激變換電路的電壓電流波形(DCM 模式)

當開關管Q 導通時(vds＝0)，整流二極D 反向偏置(id＝0)，輸出負載電流由輸出負載電容提供。變壓器等效于一個純電感，電感電流(im)從零開始線性增加，在t1時刻達到峰值ILP。

當Q 關斷時，根據楞次定律，所有的繞組電壓在反激的作用下反向，這使輸出整流二極管D 變為導通狀態，初級側儲存的能量被傳遞到次級側提供輸出電流并且對輸出電容C充電。其中，Lm為變壓器等效勵磁電感。此時(t1時刻)，＋Vin，電流id從峰值IDP線性下降。其中，Vc為電容C兩端電壓，Vin為輸入電壓，n為變壓器的匝數比。在t2時刻，id降到0，vds＝Vin。vds電壓持續保持到t3時刻。

根據楞次定律，得出DCM 模式下的電壓增益:

式中:D為Q 的導通占空比，R為等效負載阻抗，包括后級半橋驅動電路和準分子激光器等效負載。Lm為變壓器磁化電感，fs為開關頻率。

1.2 DC/AC 半橋驅動電路

半橋驅動電路將前級的高壓直流信號轉換成高頻高壓信號用來驅動準分子激光器。利用由一個高品質因數的電感和兩個準分子激光器的固有電容組成的半橋逆變電路可以產生任意單極驅動信號。圖3 展示了半橋驅動電路的六種工作模式。

圖3 半橋驅動電路的工作模式

在模式(a)中，開關QH一旦導通，電感電流iL上升，準分子激光器等效電容C1開始將未使用的能量向低邊準分子激光器傳遞或被電源級回收。若考慮電路中的等效串聯電阻，根據基爾霍夫電壓定律(KVL)可得:

開關QH一旦關斷，模式(a)結束，電感電流iL經由二極管DL續流開始減小。電感和準分子激光器等效電容C2之間開始新的振蕩，電路開始分別工作在模式(b)和模式(e)。由基爾霍夫電壓定律得:

式中:Vc2(ta)＝Vc代表在時間ta即模式(a)結束時的電壓初始狀態。在前半個周期的剩余時間里，驅動電壓信號繼續保持振蕩直到穩定到Vc。

在模式(c)，低邊準分子激光器已經完全充滿電，而高邊準分子激光器等效電容C1完全放電，電壓為零。驅動信號與Vc相同，所有未使用的能量都從高邊傳遞到低邊或被系統回收，從而可以提升系統的能效。

當開關管QL導通，模式(d)開始。同理，低邊準分子激光器未使用的能量開始向高邊準分子激光器傳遞，由于低邊準分子激光器等效電容C2的放電，電感電流iL開始反向增加，同理計算Vc2得:

當電壓Vc2在第一個周期里減小到零時，模式(d)結束。與模式(b)類似，QL關閉后，電感電流經過二極管DH續流，電路分別工作在模式(e)和模式(b)。模式(e)中電容初始電壓為零，可以計算得:式中:Vc2(td)＝0 代表初始電壓。電感L釋放能量對高邊準分子激光器等效電容C1充電。振蕩結束后，隨著電感電流降到零，驅動信號電壓穩定在零，直到下一周期開始。

模式(f)與模式(e)類似，當低邊準分子激光器等效電容C2的能量全部轉移至高邊準分子激光器等效電容C1，其被充電至電源電壓Vc。

圖4 列出了在一個完整的工作周期內的開關脈沖波形(QH和QL)、電感電流iL和輸出電壓Vc2，電路在工作穩態時，在一個完整周期內的工作順序為a－b－e－b－c－d－e－b－e－f。模式(a)和模式(d)分別是兩個半周期的開始，模式(b)和模式(e)分別是半周期的振蕩，模式(c)和模式(f)分別是半周期的電壓穩定階段。

圖4 在一個工作周期內的波形

通過向QH和QL發出一系列的控制信號，可以在Vc2產生任意驅動信號波形。與以往驅動方式不同，這種拓撲每個開關周期只傳遞少量的能量，從而可以使用尺寸較小的電感。

2 驅動電路的優化和仿真

為了實現驅動電路的優化，開發了一系列的MATLAB 腳本作為期望工作區域內電路設計的參數，通過這種方法對電路損耗進行了建模。通過對各項參數的分析，以提升電路性能。

2.1 DC/DC 升壓階段電路優化

對反激變換電路的效率而言，開關頻率fs和變壓器勵磁電感Lm是兩個關鍵的參數[10]。通過改變開關頻率fs和勵磁電感Lm，測量反激變換電路的效率。采用6 種不同規格的耦合電感的模型腳本進行優化實驗，開關頻率從40 kHz 到200 kHz 變化，步長為20 kHz。在不同的驅動電壓和不同的負載下，同樣進行了效率仿真，滿載為0.5 kW。

圖5 描述了在60%負載和600 V 驅動電壓的條件下，反激變換電路效率隨不同的變壓器勵磁電感Lm和開關頻率fs變化的趨勢。

圖5 反激轉換效率與開關頻率和勵磁電感的關系

在恒定的開關頻率下，勵磁電感越大，轉換效率越高。在DCM 的工作狀態下，使用較大的勵磁電感可以減小電流波動，從而降低磁滯損耗和渦流損耗。在恒定耦合電感的情況下，開關頻率對開關損耗和鐵損影響很大。當電路在開關頻率小于80 kHz 的條件下工作時，大電流波動引起的高磁化力使得鐵損占主導。開關頻率越高，電流擺動越小，從而降低鐵損，提高效率。當工作頻率大于80 kHz 時，功率MOSFET 的開關損耗占主導。

由圖5 可知，效率仿真中，在60%負載、600 V驅動電壓、100 kHz 的開關頻率和60 mH 勵磁電感的條件下，電路最大效率為81.8%。但在實際中勵磁電感的選擇需要根據反激變換器的工作模式進行綜合選擇，當負載比較輕時，電路要想工作在DCM，獲得高升壓比，應該盡量選擇小勵磁電感的反激變壓器，所以勵磁電感選擇需要綜合考慮各種因素。

圖6 給出了當開關頻率為100 kHz、勵磁電感為60 mH 時，轉換效率隨輸出功率和驅動電壓變化的規律。效率是在輸出功率范圍為0.1 kW～0.5 kW 和驅動電壓范圍為400 V～1 600 V 的條件下測量的。

圖6 反激轉換效率與驅動電壓和輸出功率的關系

在低輸出功率時，功率MOSFET 的寄生損耗占主導。然而，當輸出功率增加到到某一特定值時，功率MOSFET 的導通損耗以及變壓器的銅損開始占主導。在恒定負載條件下，低驅動電壓時，由于電流較大，導通損耗占主導地位。在較高的驅動電壓下，相應于較小的電流，導通損耗將減小，從而提高效率。當驅動電壓超過某一值時，由于大占空比引起的大電流波動，鐵損耗成為主導。當驅動電壓增大時，鐵損耗隨電流波動的增大而增大，從而降低效率。

在開關頻率100 kHz、勵磁電感為60 mH 的工作條件下，最大效率出現在0.3 kW 輸出功率和900 V 驅動電壓附近。分析表明，在此條件下，最大效率可達到81.8%，變壓器效率為91.8%，遲滯損耗、渦流損耗和導通損耗占總損耗的48%。

2.2 DC/AC 半橋驅動電路優化

在半橋驅動電路中，選擇一個高品質因數的無源電感，有利于傳導損耗的降低。為了獲得快速的響應速度和驅動速度，實驗中準分子激光器采用脈沖信號作為驅動信號。與其他類型的電壓驅動信號相比，脈沖驅動信號在降低傳導損耗和簡化控制策略方面也具有優勢。優化過程中，我們選用L＝15 μH 的電感，諧振周期可以計算得:

式中:C1＝C2＝47 pF 是準分子激光器的最大寄生電容。實際的準分子激光器具有變化的寄生電容，在優化的過程中，我們采用最壞情況的諧振條件，即諧振周期大約為0.6 ns，滿足驅動準分子激光器需求。與驅動脈沖持續時間相比，諧振時間要短的多，兩個準分子激光器之間的電荷恢復發生在諧振期間，在開關周期的剩余時間，電能則被轉化成光能。仿真結果如圖7 所示，表明了在理想的工作條件下，效率大約在70%～80%之間。

圖7 半橋轉換效率與驅動電壓和輸出功率的關系

3 準分子激光器驅動性能測試

準分子激光器驅動系統實物圖如圖8 所示。

圖8 準分子激光器驅動系統

其可以產生的數字控制驅動電壓的指標參數為:最窄驅動脈沖寬度為15 ns，峰值驅動電壓為1 000 V，脈沖上升/下降時間約為5 ns，峰值能量轉換效率為68.5%。

3.1 最窄驅動脈沖測試

利用本文所研制激光器驅動系統對波長為193 nm 的準分子激光器進行驅動測試，結果如圖9 所示。

圖9 驅動脈沖波形圖

如圖9 所示，驅動脈沖寬度為15 ns，驅動電壓為1 000 V。定義驅動脈沖寬度為半峰全寬。

3.2 驅動穩定性能測試

利用上述準分子激光器對驅動系統穩定性能進行測試。驅動電壓設定值為1 000 V，脈沖寬度為15 ns，得到驅動脈沖真實值、脈寬持續時間以及上升/下降時間測試結果如圖10 所示。

如圖10(a)所示，10 次驅動電流平均值為1 000.03 V，與平均值相比最大偏差值為1 000.07 V，因此驅動電壓穩定性優于4.0×10－5。如圖10(b)所示，10 次脈沖持續時間平均值為4.775 ns，與平均值相比最大偏差值為4.785 ns，因此脈沖持續時間穩定度優于2.0×10－3。如圖10(c)所示，10 次上升/下降沿時間平均值為5.737 ns，與平均值相比最大偏差值為5.742 ns，因此上升/下降沿時間穩定度優于1.0×10－3。

圖10 驅動穩定性能測試結果

3.3 準分子激光器發光測試

利用本文所研制激光器驅動系統對波長為193 nm的準分子激光器進行發光測試，結果如圖11 所示。

圖11 193 nm 準分子激光器發光光譜

測試中，采用THERMO4700 型傅里葉紅外光譜儀掃描其發光光譜，準分子激光器發光光譜中心波長為193 nm，且無其他雜散峰。

3.4 驅動效率性能測試

驅動電路的能效可以簡單地表示為[11]:

式中:Pload為負載的平均功率，Pin為平均輸入功率。圖12 顯示了驅動系統在不同負載和不同輸出信號頻率情況下的效率。

圖12 不同頻率下效率與負載的關系曲線

測量的負載范圍從10%到100%，間隔為10%，三種驅動頻率分別為5Hz、10 Hz 和15 Hz。由圖可知，在60%負載，5 Hz 驅動頻率下，峰值效率為68.5%。

4 結論

針對傳統磁脈沖壓縮技術產生的大功率脈沖驅動準分子激光器存在驅動脈沖電壓幅度控制精度低、能量轉換效率低的問題，本文采用反激升壓電路與雙向半橋驅動電路級聯構成雙級驅動電路，研制了一種納秒級、高功率準分子激光器驅動系統。同時，仿真并分析了反激升壓電路的勵磁電感、開關頻率、輸出功率和驅動電壓等工作條件對系統損耗的影響，并獲得優化結果。實驗表明，最窄驅動脈沖寬度為15 ns，峰值驅動電壓為1000 V，脈沖上升/下降時間約為5 ns，峰值能量轉換效率為68.5%，該驅動系統在實際應用中可行。