雙向能量流動的T型三電平光伏并網(wǎng)逆變器研究?

胡衛(wèi)豐，周 宇，周洪益，侍紅兵，李正佳

(1.國網(wǎng)江蘇省電力有限公司鹽城供電分公司，江蘇 鹽城 224000；2.蘇州華天國科電力科技有限公司，江蘇 蘇州 215002)

隨著社會的發(fā)展，能源的短缺，新型綠色清潔型能源成為主流能源得到了迅猛發(fā)展。清潔能源發(fā)展的同時，為了減少能源的消耗，能量雙向流動的電力電子變換器成為人們研究的重點之一。因而電源應用場所都要求變換器拓撲具有能量雙向流動的功能，例如蓄電池的充放電[1]、直流微電網(wǎng)[2]、光伏并網(wǎng)等[3]。T 型三電平逆變器作為能量雙向流動的變換器拓撲結(jié)構(gòu)之一，在光伏并網(wǎng)以及儲能設(shè)備之間的能量轉(zhuǎn)換起到了至關(guān)重要的作用。

文獻[4－5]提出了一種PQ 控制方法，在逆變器進行并網(wǎng)時能夠?qū)δ孀兤鞯妮敵龉β蔬M行控制，從而控制并網(wǎng)電流。文獻[6]提出一種兩相旋轉(zhuǎn)坐標系下的并網(wǎng)電流控制方案，但是比例積分控制器的使用使得這一方法的抗干擾能力不足。文獻[7]介紹了一種基于電流正序、負序和零序分量的控制方法，涉及多個控制器，設(shè)計較為復雜。文獻[8]介紹了一種重復控制用于并網(wǎng)電流的調(diào)節(jié)，但是這一方法的實現(xiàn)較為復雜。文獻[9]設(shè)計了一種滯環(huán)控制，通過調(diào)節(jié)滯環(huán)的帶寬來實現(xiàn)穩(wěn)定性，但是其參數(shù)選取較難。

本文以T 型三電平逆變器為研究對象，詳細介紹了空間矢量脈寬調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)策略，并在此基礎(chǔ)上設(shè)計了電壓電流雙閉環(huán)控制，只需要改變參考值就可以實現(xiàn)T 型三電平逆變器的能量雙向流動。

1 拓撲及SVPWM 調(diào)制策略分析

T 型三電平逆變器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1 所示。從圖中可以看出，每一相均由4 個帶有反并聯(lián)二極管的IGBT 組成，分別為Sx1、Sx2、Sx3、Sx4，x＝a，b，c。三相結(jié)構(gòu)完全相同，共用中點O，經(jīng)過濾波電感L并網(wǎng)。直流側(cè)兩個電容中點即為O。

圖1 T 型三電平逆變器拓撲

SVPWM 調(diào)制策略的基本原理是通過合成的電壓矢量來代替參考電壓矢量，而參考電壓則是旋轉(zhuǎn)電壓矢量，即通過這種方式得到如何用開關(guān)狀態(tài)的電壓矢量得到工頻正弦電壓，也就是最終的輸出電壓[10－14]。

T 型三電平逆變器的SVPWM 調(diào)制策略實現(xiàn)步驟可以概括為:

(1)扇區(qū)判斷:區(qū)分參考電壓矢量的大小扇區(qū)；

(2)矢量選擇:通過最近原則，得到合成該參考電壓的三個基本矢量；

(3)計算矢量作用時間:得到這三個基本矢量的作用時間；

(4)確定開關(guān)順序:按照開關(guān)動作最少以及損耗最小的原則，確定開關(guān)動作順序。

大扇區(qū)Ⅰ小扇區(qū)1 的基本矢量作用時間T1、T3、T2分別與大扇區(qū)Ⅱ小扇區(qū)1 的T1、T2、T3相同；大扇區(qū)Ⅱ小扇區(qū)2 的矢量作用時間T1、T3、T2分別與大扇區(qū)Ⅰ小扇區(qū)2 的矢量作用時間T1、T2、T3相同；依據(jù)前文所述，即可得出大扇區(qū)Ⅱ小扇區(qū)3～大扇區(qū)劃分如圖2 所示，一共分為6 個大扇區(qū)和每個大扇區(qū)內(nèi)的4 個小扇區(qū)。因此無論參考電壓矢量位于何處，都能由最近的三個基本矢量進行合成得到。具體扇區(qū)判斷準則可參照文獻[10]。

圖2 扇區(qū)劃分

當?shù)玫絽⒖茧妷菏噶克诘纳葏^(qū)后，即要根據(jù)最近的三個基本空間矢量合成參考電壓矢量。首先要判斷是由哪三個基本矢量來合成，之后根據(jù)伏秒平衡原理，即可計算出三個基本電壓矢量的作用時間，如式(1)所示:

式中:T1、T2、T3為三個靜態(tài)矢量u1、u2和u3的作用時間，Ts為開關(guān)周期的時間。依據(jù)式(1)即可求解得到T1、T2、T3的值，即三個基本矢量的作用時間。

如表1 所示為大扇區(qū)Ⅰ的基本矢量作用時間。扇區(qū)Ⅱ小扇區(qū)6 與大扇區(qū)Ⅰ小扇區(qū)3～大扇區(qū)Ⅰ小扇區(qū)6 矢量作用時間的對應關(guān)系。還得出得結(jié)論是奇數(shù)大扇區(qū)的基本矢量作用時間完全一致，同樣偶數(shù)大扇區(qū)的基本矢量作用時間也完全一致。依據(jù)上述可得出結(jié)論，僅需要求解出大扇區(qū)Ⅰ中各小扇區(qū)所有的矢量作用時間，即根據(jù)上述結(jié)論計算得出其他所有扇區(qū)的基本矢量作用時間[11]。

表1 大扇區(qū)Ⅰ的基本矢量作用時間

得到空間電壓矢量作用的時間后，選取開關(guān)狀態(tài)應考慮如下三點:

(1)為了盡量減小開關(guān)損耗，在一種開關(guān)狀態(tài)切換到另一種開關(guān)狀態(tài)的過程中，僅能改變同一相橋臂上的開關(guān)器件狀態(tài)；

(2)轉(zhuǎn)換扇區(qū)時，盡量少的轉(zhuǎn)換開關(guān)狀態(tài)；

(3)開關(guān)狀態(tài)的改變要盡量減小對中點電壓波動的影響。

根據(jù)以上原則，這里采用七段式開關(guān)順序，盡量使得開關(guān)器件狀態(tài)得變換次數(shù)最少，從而減少變換器的開關(guān)損耗。

據(jù)圖3 可以得出，開始為負的小矢量，且每一段僅有一個開關(guān)狀態(tài)改變，七段式開關(guān)順序以第四段呈對稱關(guān)系，以此保證最優(yōu)的開關(guān)順序，同理采用該原則即可得其他扇區(qū)的開關(guān)順序，可參考文獻[11]。

圖3 七段式開關(guān)順序圖

2 電壓電流雙閉環(huán)控制

如圖4 所示為電流解耦控制框圖，在dq坐標系下，電壓電流在d、q軸的分量均為直流量，且在PI 環(huán)節(jié)的調(diào)節(jié)下可以實現(xiàn)無靜差調(diào)節(jié)，電流iq的前向通道含有關(guān)于id的負分量，而電流id的前向通道也含有關(guān)于iq的正分量，圖4 為實現(xiàn)解耦的控制框圖。

圖4 電流解耦控制框圖

如圖5 所示為電流內(nèi)環(huán)控制框圖，Td為PWM信號延遲時間，一般取0.5 倍的開關(guān)周期，KPWM則表示變換器開關(guān)增益。

圖5 電流內(nèi)環(huán)控制框圖

式(2)為電流內(nèi)環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù):

從而得到電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為:

由上式可明顯看出，電流內(nèi)環(huán)是一個標準的二階系統(tǒng)，而根據(jù)經(jīng)驗，一般將ξ取為0.707，系統(tǒng)能夠具有較好的快速性、動態(tài)響應及穩(wěn)定性。可取PI 參數(shù)如下:

如圖6 所示為電壓外環(huán)控制框圖，將電流內(nèi)環(huán)視為慣性積分環(huán)節(jié)。

圖6 電壓外環(huán)控制框圖

其中調(diào)制比m取為1，據(jù)此可得到電壓外環(huán)的傳遞函數(shù)如下式:

電壓外環(huán)為一個二階系統(tǒng)，為使系統(tǒng)具有較好的魯棒性，及較快的響應速度，PI 參數(shù)可以選取為:

式中:n的取值范圍為:0～1。

3 結(jié)果驗證

為了驗證本文所提的能量雙向流動的方法有效性，對上述方法進行了仿真驗證，同時搭建了實驗平臺對其進行驗證。規(guī)定電流從直流側(cè)流向交流側(cè)為正方向。

系統(tǒng)仿真參數(shù)如表1 所示。

表1 系統(tǒng)仿真參數(shù)

(1)整流模式

如圖7 所示為整流模式下的dq軸電流波形，給定id為－20 A，iq為0，以此保證功率因數(shù)，此時直流側(cè)電壓給定400 V，從圖中可以看出電流跟蹤效果較好。如圖8 所示為并網(wǎng)電流和A 相電壓波形，從圖中可以看出，三相電流對稱，同時A 相電壓電流相位相反，可以證明此時工作于整流模式。

圖7 整流模式下dq 軸電流波形

圖8 整流模式下并網(wǎng)電流及電壓波形

(2)逆變模式

如圖9 所示為逆變模式下的dq軸電流波形，給定id為20 A，iq為0，以此保證功率因數(shù)，此時直流側(cè)電壓給定800 V，從圖中可以看出電流跟蹤效果較好。如圖10 所示為并網(wǎng)電流和A 相電壓波形。從圖中可以看出，三相電流對稱，同時A 相電壓電流相位相同，可以證明此時工作于逆變模式。

圖9 逆變模式下dq 軸電流波形

(3)整流模式切換為逆變模式

如圖11 所示為整流模式切換為逆變模式下的dq軸電流波形，給定id為負數(shù)切換為正數(shù)，iq為0，以此保證功率因數(shù)，此時直流側(cè)電壓給定從400 V切換為800 V，從圖中可以看出電流跟蹤效果較好。如圖12 所示為并網(wǎng)電流和A 相電壓波形。從圖中可以看出，三相電流對稱，整流模式切換為逆變模式較為平穩(wěn)。

圖11 整流模式切換為逆變模式下dq 軸電流波形

圖12 整流模式切換為逆變模式下并網(wǎng)電流及電壓波形

(4)逆變模式切換為整流模式

如圖13 所示為逆變模式切換為整流模式下的dq軸電流波形，給定id為正數(shù)切換為負數(shù)，iq為0，以此保證功率因數(shù)，此時直流側(cè)電壓給定從800 V切換為400 V，從圖中可以看出電流跟蹤效果較好。如圖14 所示為并網(wǎng)電流和A 相電壓波形。從圖中可以看出，三相電流對稱，逆變模式切換為整流模式較為平穩(wěn)。

圖13 逆變模式切換為整流模式下dq 軸電流波形

圖14 逆變模式切換為整流模式下并網(wǎng)電流及電壓波形

如圖15 以及圖16 所示為整流模式和逆變模式下的并網(wǎng)電壓電流以及d軸電流波形，顯然實驗結(jié)果與仿真結(jié)果一致。

圖15 整流模式下并網(wǎng)電流及電壓波形

圖16 逆變模式下并網(wǎng)電流及電壓波形

4 結(jié)語

本文針對雙向T 型三電平逆變器拓撲，在SVPWM 調(diào)制策略的基礎(chǔ)上，設(shè)計了電壓電流雙閉環(huán)控制器，以此來實現(xiàn)能量的雙向流動。從結(jié)果中可以看出，通過改變電流給定的正負可以控制系統(tǒng)工作于整流模式或者逆變模式，或者兩種模式之間切換，驗證了本文所提方法的有效性。