一種交錯式高增益直流變換器

林思圻，林國慶

(福州大學電氣工程與自動化學院，福建 福州 350108)

1 引言

隨著人類社會的發展，伴隨而來的能源危機和環境污染問題也在加劇。因此，對于光伏、燃料電池等新能源的開發和利用近年來得到不斷重視[1-3]。但光伏、燃料電池等新能源的輸出電壓較低一般為18V～56V，需要通過高增益直流變換器將較低的直流電升高至380V或400V的常見母線電壓[4-5]。

隔離型高增益變換器可以通過調節匝比靈活改變電壓增益，但過高的匝比會影響電路的線性度，并降低變換器的效率和功率密度。傳統Boost變換器作為非隔離型變換器中最基本的拓撲，在實現較高電壓增益時，開關管會出現極限占空比的情況，導致電感電流紋波過大，輸出二極管出現嚴重的反向恢復電流尖峰，變換器效率和可靠性也會降低，因此，一般運用于電壓增益小于6的場合[6-7]。

本文提出了一種交錯式高增益直流變換器。該變換器采用交錯并聯Boost結構與二極管電容網絡相結合，實現了高電壓增益、低開關器件電壓應力和低輸入電流紋波。

2 電路與工作原理

2.1 電路結構

本文提出的交錯式高增益直流變換器如圖1所示，由輸入電源Vin，電感L1、L2，中間電容C1～C4，二極管VD1～VD5，輸出電容Co以及負載R組成。

圖1 所提高增益變換器拓撲

2.2 工作原理

為簡化分析，作出如下假設：(1)電路工作于CCM 模式；(2)忽略線路與器件寄生參數的影響；(3)電容C1～C4以及Co足夠大，穩態電壓值不變。

變換器主要工作波形如圖2所示，開關管S1、S2的占空比分別為D1、D2，滿足D1與D2互相交疊且D1+D2>1，在一個開關周期內，變換器有四種工作模態，各模態等效電路如圖3 所示。

圖2 變換器主要工作波形

圖3 各工作模態等效電路圖

(1)工作模態 1[t0-t1]:t0時刻，開關管S1、S2均處于導通狀態，電感L1、L2兩端電壓均為輸入電壓Vin，兩電感電流均線性上升，二極管VD1～VD5都處于反向截止狀態，電容C1～C4兩端電壓均保持不變，輸出電容Co給負載供電。

(2)工作模態 2[t1-t2]:t1時刻，開關管S2關斷，S1繼續導通；電感L1兩端電壓仍為Vin，電流繼續線性上升；電感L2續流，其電流線性下降，Vin與電感L2通過二極管VD1對電容C1充電；Vin與電感L2一起通過二極管VD3和開關管S1對電容C3充電；Vin與電感L2、電容C4、C2串聯在一起通過二極管VD5和開關管S1給電容C3、Co充電并給負載供電。

(3)開關模態 3[t2-t3]: 開關管S1、S2均導通，這個階段與(t0-t1)階段電路工作模態一致。

(4)工作模態 4[t3-t4]:t3時刻，開關管S1斷開，S2繼續導通，電感L1續流，其電流線性下降，Vin與電感L1、電容C3串聯在一起通過二極管VD4和開關管S2對電容C4充電；Vin與電感L1、電容C3、C1串聯在一起通過二極管VD2和開關管S2對電容C2充電；電感L2兩端的電壓為Vin，電感L2電流繼續線性上升；輸出電容Co給負載供電。

以上分析了在電感電流連續條件下變換器的工作情況。電路在電感電流斷續時的工作過程分析與連續時相似，為簡化分析，文中不再贅述。

3 性能分析

3.1 增益特性

當開關管S1導通時，電感L1兩端電壓為Vin；當開關管S1關斷時，電感L1兩端電壓為-(VC4-VC3-Vin)或-(VC2-VC1-VC3-Vin)，因此根據電感L1的伏秒平衡可以列寫：

(1)

當開關管S2導通時，電感L2兩端電壓為Vin；當開關管S2關斷時，電感L2兩端電壓為-(VC1-Vin)或-(VC3-Vin)或-(Vo+VC3-VC2-VC4-Vin)，因此根據電感L2的伏秒平衡可以列寫：

(2)

可計算出各電容電壓與輸出電壓的表達式為：

(3)

當變換器的兩個開關的占空比滿足D1=D2=D時，所提變換器的電壓增益為：

(4)

3.2 開關器件電壓應力分析

根據電路的工作原理，可求得各開關器件的電壓應力表達式為：

(5)

當開關管S1與S2的占空比D1與D2滿足D1=D2=D時，各開關器件的電壓應力可表示為：

(6)

4 關鍵參數設計

為了保證所提拓撲的電感工作在連續模式，電感取值必須大于臨界導通模式下的計算值，當D1=D2=D時，兩電感的計算公式為：

(7)

式中，ΔiL1、ΔiL2分別為按設計要求所設定的流過電感L1、L2電流的最大紋波值。

電容的計算公式為：

(8)

式中，IL1、IL2、Io分別為流過電感L1、L2以及輸出電流的平均值，ΔVC1～ΔVC4以及ΔVo分別為電容C1～C4以及Co兩端的電壓紋波值。

5 實驗

為了驗證理論分析的正確性，搭建了一臺100W的交錯式高增益直流變換器樣機，額定輸入電壓Vin= 24V，輸出電壓Vo=380V，開關頻率fs=100kHz，電感L1與L2取400μH，電容C1～C4取3.3μF的薄膜電容，輸出電容Co取47μF的電解電容，開關管S1與S2均選用IRFP264，二極管VD1～VD5均選用MUR840，實驗結果如下。

圖4為兩開關管驅動電壓和漏源電壓波形，電路工作在額定輸入輸出電壓時，兩個開關管工作的占空比D1=D2=0.691，電壓增益為15.83，在相同的占空比下，傳統Boost變換器的電壓增益為3.24，遠低于本文所提的電路拓撲，因此，在實現高電壓增益的同時，有效避免了極限占空比的出現。開關管S1與S2的電壓應力分別為78.3V、77.8V，僅為傳統Boost變換器開關管電壓應力的1/5。

圖4 開關管電壓波形

圖5為輸入電流、電感L1和L2電流以及輸出電壓波形，可以看出，通過采用交錯Boost結構，輸入電流紋波得到大幅降低，僅為262.5mA，輸入電流平均值為4.66A，輸入電流紋波占比約為5.63%，低輸入電流紋波有利于提高光伏、燃料電池等新能源電池的使用壽命，提高發電效率，輸出電壓穩定在380.4V，符合理論分析。

圖5 輸入電流、電感電流和輸出電壓波形

圖6為二極管VD1～VD3兩端電壓波形，圖7為二極管VD4和VD5兩端電壓波形。二極管VD1的電壓應力為78.2V，僅為輸出電壓的1/5，二極管VD2～VD5的電壓應力分別為154.1V、153.8V、152.9V、154.6V，僅為輸出電壓的2/5，均遠低于傳統Boost變換器二極管的電壓應力。

圖6 二極管VD1～VD3兩端電壓波形

圖7 二極管VD4和VD5兩端電壓波形

圖8為電容C1～C4兩端電壓波形，電容C1～C4的穩態電壓值分別為77.2V、227.7V、75.4V、153.9V，與式(3)分析結果一致。最終測得所提變換器在額定輸入輸出電壓下的滿載效率為93.13%。

圖8 電容C1～C4兩端電壓波形

6 結論

本文提出了一種交錯式高增益直流變換器，對其工作原理和穩態特性進行了詳細分析，并通過實驗驗證了該拓撲的可行性，所提拓撲具備以下優點：

(1)具有高電壓增益，所提拓撲可以實現5倍于傳統Boost的電壓增益，能夠有效避免開關管極限占空比的出現。

(2)具有低的開關器件電壓應力，有利于選用耐壓等級更低的開關管和二極管，提高變換器效率。

(3)通過采用交錯Boost結構，可以有效降低變換器的輸入電流紋波，有利于提高光伏、燃料電池等新能源電池的使用壽命，提高發電效率。