一種新型移相全橋變換器的研究

揭貴生，季圣賢，高山，王恒利，王瑞田

（海軍工程大學(xué)艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖北武漢 430033）

由于艦船環(huán)境對裝置的體積、重量提出了更高的要求，這就需要設(shè)計(jì)一種性能較優(yōu)的逆變電源以滿足艦船電力系統(tǒng)的要求?；诟哳l鏈隔離的大功率直流電源以其在直流側(cè)進(jìn)行高頻隔離實(shí)現(xiàn)了隔離變壓器的大幅減重降尺寸及減震降噪、適應(yīng)直流輸入電壓范圍寬且可以更小的直流支撐電容量，即滿足系統(tǒng)直流輸入失電而短時(shí)保持交流輸出的需求，已成為了艦船綜合電力系統(tǒng)變配電逆變電源的一種有競爭力的前級變換方案。在早期的大功率電源中，常用的硬開關(guān)全橋拓?fù)溆捎谄潆y以降低開關(guān)器件的損耗而無法獲得較高的轉(zhuǎn)換效率和更高的功率密度。而高頻鏈隔離移相全橋拓?fù)淅米儔浩鞯穆└泻烷_關(guān)器件的結(jié)電容構(gòu)成諧振電路，實(shí)現(xiàn)對開關(guān)管的軟開關(guān)控制，從而提升整體轉(zhuǎn)換效率和功率密度。然而，如何使用盡量少的輔助元件（電路）來實(shí)現(xiàn)一種較優(yōu)的軟開關(guān)設(shè)計(jì)是當(dāng)前國內(nèi)外學(xué)者努力研究的方向。

文獻(xiàn)[1-3]中的傳統(tǒng)移相全橋電路，較難實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的軟開關(guān)，并且該電路存在占空比丟失的情況。文獻(xiàn)[4]中通過增加飽和電感阻止反向電流，允許滯后橋臂開關(guān)用零電流開關(guān)換流，但導(dǎo)致副邊占空比丟失嚴(yán)重。文獻(xiàn)[5-6]中通過在滯后橋臂上串聯(lián)兩個(gè)阻斷二極管在進(jìn)行換流時(shí)進(jìn)行截?cái)?，雖然較為容易實(shí)現(xiàn)滯后橋臂軟開通，但會(huì)在關(guān)斷瞬間出現(xiàn)電壓尖峰，致使器件電壓應(yīng)力增加。文獻(xiàn)[7]中提出增加續(xù)流支路，在增加大變換器體積的同時(shí)，也增加了電路的復(fù)雜度，并且電路損耗增加。在現(xiàn)有的基礎(chǔ)上，文中提出了一種在續(xù)流支路上增加隔直電容的新型拓?fù)洌褂幂^少的輔助元件不僅實(shí)現(xiàn)了移相全橋電路的軟開關(guān)控制，也提升了轉(zhuǎn)換效率。最后通過在PSPice軟件中進(jìn)行仿真，驗(yàn)證其可行性。

1 新型移相全橋拓?fù)?/h2>

圖1為文中提出的新型拓?fù)?。與傳統(tǒng)拓?fù)湎啾?，滯后橋臂上開關(guān)器件的續(xù)流支路先通過隔直電容再反并聯(lián)二極管。隔直電容在開關(guān)器件關(guān)斷時(shí)，使諧振電感上的能量快速轉(zhuǎn)移到隔直電容上，讓原邊電流迅速下降，從而更容易實(shí)現(xiàn)零電流開通。該拓?fù)鋱D中，Vin為輸入電源；Cin為支撐電容；Q1～ Q4為移相全橋?qū)?yīng)的四個(gè)IGBT 開關(guān)管；D1～D4為四個(gè)開關(guān)管的反向二極管；C1～C4為開關(guān)管結(jié)電容；C5為續(xù)流支路上隔直電容；T 為高頻變壓器（Lr為等效漏感）；Dr1～Dr4為整流橋?qū)?yīng)的四個(gè)二極管；Lf，Cf分別為輸出LC 濾波電感和電容。

圖1 新型變換器拓?fù)銯ig.1 New converter topology

2 工況分析

文中提出的新型拓?fù)渌膫€(gè)開關(guān)管的調(diào)制信號和變壓器原邊電壓、電流波形如圖2所示。

圖2 驅(qū)動(dòng)信號和變壓器原邊電壓、電流波形Fig.2 Drive signal and transformer primary voltage and current waveform

在對文中提出的拓?fù)涞墓r進(jìn)行分析前，先提出以下三點(diǎn)假設(shè)：1）所有的器件均為理想器件；2）定義IGBT 的CE 極寄生結(jié)電容C1=C3=Clead，C2=C4=Clag；3）輸出濾波電感Lf≥Lr/K2，其中Lr，K分別為變壓器漏感和原副邊匝比。

通過對該拓?fù)涓鱾€(gè)工況分析，在1 個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，該拓?fù)溆?4種工況。由于移相全橋電路工作具有對稱性，文中只對前7 個(gè)工況進(jìn)行詳細(xì)分析（各工況具體情況見圖3）。

圖3 前半個(gè)周期中工況情況Fig.3 Working conditions in the first half of the cycle

工況0（t0）：在t0時(shí)刻開關(guān)管Q1與Q4導(dǎo)通，變壓器原邊由開關(guān)管Q1、原邊繞組和開關(guān)管Q4構(gòu)成回路。副邊電流從繞組正端流經(jīng)整流電路、LC濾波器及負(fù)載回到繞組負(fù)端。

工況1（t0—t1）：在t0時(shí)刻開關(guān)管Q1關(guān)斷，但由于有電感Lr的存在使得電流Ip不會(huì)發(fā)生突變，此時(shí)電流轉(zhuǎn)移到寄生結(jié)電容C1，C3上。

當(dāng)結(jié)電容C3兩端的電壓下降到零時(shí)，反向二極管D3自然導(dǎo)通，從而工況1 結(jié)束。工況1 持續(xù)時(shí)間為

為能夠?qū)崿F(xiàn)超前橋臂開關(guān)管的軟開通，調(diào)制波的死區(qū)td(lead)需要大于t01，即滿足下式：

工況2（t1—t2）：在t1時(shí)刻二極管D3導(dǎo)通后，此時(shí)電流通過反并聯(lián)二極管D3、開關(guān)管Q4、變壓器原邊繞組。

在工況2 內(nèi)，原邊電流都由反并聯(lián)二極管D3流通且兩端電壓為零，實(shí)現(xiàn)超前橋臂開關(guān)管的軟開通。

工況3（t2—t3）：在t2時(shí)刻，開關(guān)管Q3導(dǎo)通，此時(shí)開關(guān)管Q3為軟開通，但電流仍然從反并聯(lián)二極管D3流過。

工況4（t3—t4）：在t3時(shí)刻，原邊電流下降到I2，關(guān)斷Q4。此時(shí)原邊電流小于折算后的副邊電流，副邊繞組短接電壓為零，原邊諧振電感和結(jié)電容工作在諧振狀態(tài)。當(dāng)結(jié)電容C4兩端電壓與輸入電壓相同時(shí)，D7零電壓導(dǎo)通，工況4 結(jié)束，持續(xù)時(shí)間為

其中

工況5（t4—t5）：t4時(shí)刻，原邊電流從開關(guān)管結(jié)電容和續(xù)流支路上流過，此時(shí)給開通信號實(shí)現(xiàn)軟開通。

由于在工況5內(nèi)原邊電流仍然小于折算的副邊電流，因此原邊繞組的電壓為0 V。此時(shí)，輸入電壓直接加在諧振電感Lr、隔直電容C5和結(jié)電容C2上，處于諧振狀態(tài)。諧振期間峰值電壓和持續(xù)時(shí)間分別為

式中：Vmax為開關(guān)器件的最大耐壓值。

若能夠?qū)崿F(xiàn)Q2的零電流開通，Q2與Q4之間的開通信號的死區(qū)須大于t34且小于t34+tLC，即

工況6（t5—t6）：在t5時(shí)刻，變壓器原邊電流換相變?yōu)樨?fù)值，此時(shí)副邊整流二極管依然全部導(dǎo)通。至t6時(shí)刻，原邊電流達(dá)到副邊電流的K倍時(shí)，副邊整流橋中的Dr2和Dr3關(guān)斷，電流從二極管Dr1和Dr4流過，該工況結(jié)束。

工況7（t6—t7）：t6時(shí)刻整流二極管Dr2和Dr3關(guān)斷。到t7時(shí)刻，開關(guān)管Q3關(guān)斷，工況7 結(jié)束，變換器開始后半個(gè)周期工作，其工況與前7 個(gè)工況相似，此處就不再重復(fù)。

通過分析可以知道文中提出的電路拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)軟開關(guān)控制，使用的元器件與經(jīng)典電路拓?fù)湎啾?，僅增加了隔直電容，達(dá)到了使用較少元器件實(shí)現(xiàn)較優(yōu)效果的目的。

3 參數(shù)設(shè)計(jì)

按照設(shè)計(jì)需求，電路主要元件選取為：輸入電壓Vin= 320 V，輸出電壓Vo= 710 V，輸出電流Io=60 A。變壓器原副邊匝數(shù)比K= 2.6。

濾波電感Lf設(shè)計(jì)：副邊繞組電壓幅值VS=KVin，原邊導(dǎo)通時(shí)間TS＝80 μs，副邊導(dǎo)通時(shí)間Ton= (Vo/VS)TS/2，紋波系數(shù)Δ=20%。濾波電感取值應(yīng)滿足：

從圖4中可以看到，隔直電容越大，開關(guān)器件最大電壓越小，滯后橋臂軟開關(guān)范圍越小。綜合考慮開關(guān)器件的耐壓值及軟開關(guān)范圍，取C5=0.6 μF。

圖4 隔直電容對開關(guān)器件的電壓峰值及死區(qū)范圍的影響Fig.4 Influence of DC blocking capacitor on voltage peak and dead zone of switching devices

驅(qū)動(dòng)信號死區(qū)tdead設(shè)計(jì)：根據(jù)式（2）、式（6）可以計(jì)算得到：

根據(jù)式（8）計(jì)算結(jié)果及開關(guān)器件最小死區(qū)時(shí)間，取驅(qū)動(dòng)信號死區(qū)tdead= 1 μs。

4 仿真分析

PSPice 是一個(gè)多功能電路模擬實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，是通用電路模擬程序中非常優(yōu)秀的軟件。PSPice軟件對電路的分析功能非常強(qiáng)大，有基本分析模塊（PSPice A/D）和高級分析模塊（PSPice AA），可以實(shí)現(xiàn)包括直交流分析、噪聲分析、最壞情況分析、參數(shù)掃描分析、溫度分析等8種分析類型。

在PSPice中搭建如圖5所示仿真模型。

圖5 PSPice仿真模型Fig.5 PSPice simulation model

仿真模型中各元件參數(shù)如下：直流電源Vin=320 V，變壓器漏感Lr=2.5 μH，隔直電容C5=0.6 μF，開關(guān)器件Q1～ Q4型號為SIGC76T60R3，整流二極管Dr11～Dr42型號為DSEP29-12A，濾波電感Lf=200 μH，濾波電容Cf=200 μF，負(fù)載Rload=20 Ω，反向二極管D1～ D4型號為IDW100E60。其中開關(guān)器件、反向二極管均為實(shí)際使用的Infineon 器件模型，整流二極管（由于器件最大電流35 A，而實(shí)際最大電流60 A，故采用兩個(gè)并聯(lián)）為IXYS 器件模型。

仿真結(jié)果如圖6 所示。圖6a 和圖6b 是變壓器原邊和副邊的電壓電流波形，由于在電流換向時(shí)諧振過程中對隔直電容的充放電，會(huì)出現(xiàn)短時(shí)間內(nèi)的原副邊電壓的波動(dòng)；圖6c 和圖6d 是超前橋臂上開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號和超前滯后橋臂上開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號，此時(shí)驅(qū)動(dòng)信號參數(shù)為：開關(guān)頻率fs= 10 kHz，死區(qū)時(shí)間tdead= 1 μs，移相角α=36°；圖6e 和圖6f 中可以看出超前橋臂和滯后橋臂上開關(guān)管開通時(shí)兩端電壓和流經(jīng)的電流為零，實(shí)現(xiàn)了軟開通。

圖6 PSPice仿真波形圖Fig.6 PSPice simulation waveforms

當(dāng)取額定負(fù)載時(shí)，文中電路拓?fù)浜徒?jīng)典移相電路拓?fù)湓诓煌葡嘟窍碌霓D(zhuǎn)換效率如圖7所示。

圖7 轉(zhuǎn)換效率對比圖Fig.7 Comparison chart of conversion efficiency

從圖7中可以看到文中轉(zhuǎn)換器電路拓?fù)浔冉?jīng)典拓?fù)滢D(zhuǎn)換效率更高，達(dá)到了優(yōu)化的效果。

當(dāng)取額定負(fù)載、移相角為36°時(shí)，文中電路拓?fù)湓诓煌母糁彪娙萑≈迪碌霓D(zhuǎn)換效率如圖8所示。

圖8 隔直電容取值對轉(zhuǎn)換效率的影響Fig.8 Effect of DC blocking capacitor value on conversion efficiency

增加隔直電容后，在滯后橋臂的換流過程中振蕩過程始終存在，而隔直電容的取值只對開關(guān)器件的電壓峰值及死區(qū)范圍有影響（見圖4），對轉(zhuǎn)換效率幾乎沒有影響（見圖8）。

5 結(jié)論

文中在分析了當(dāng)前常用移相全橋拓?fù)浯嬖诘牟蛔愫螅岢隽艘环N基于當(dāng)前研究現(xiàn)狀的改進(jìn)拓?fù)?，使用較少的元件實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的軟開關(guān)控制。它通過在滯后橋臂增加續(xù)流支路及隔直電容使得在換流時(shí)出現(xiàn)振蕩過程，放寬了滯后橋臂零電流開通的條件，從而提升了轉(zhuǎn)換效率。最后，通過基于實(shí)際電路參數(shù)的PSPice 仿真進(jìn)行了驗(yàn)證，具有一定的實(shí)用價(jià)值。