直流微電網雙向DC-DC變換器的設計與實現*

姜 斌，曹永成，劉彤軍，李乃川，孫鐵成

（1.黑龍江東方學院，黑龍江 哈爾濱 150066；2.黑龍江省科學院智能制造研究所，黑龍江 哈爾濱 150090；3.哈爾濱工業大學，黑龍江 哈爾濱 150006）

隨著人們對能源問題、環境問題的重視和新能源汽車充電系統等直流負荷需求的增多，新能源分布式發電因污染小、可再生等優點而獲得發展和推廣，微電網作為實現分布式電源接入電網的重要形式而被研究和發展[1-2]。微電網系統是將分布式能源、儲能裝置、直流負荷、監控和保護等結合組成的小型發配電系統，因其自身在系統穩定性、資源的節約和可持續發展等方面的優勢而獲得越來越多的研究和應用[3]。在微電網中，新能源發電經由母線傳送給負載，新能源發電的特點和負載的需求變化都需要通過電力變換和儲能裝置實現其“削峰填谷”的重要作用[4]。考慮本次設計的應用需求和隔離型與非隔離型雙向直流-直流（DC-DC）變換器的特點，電路的拓撲結構選用非隔離型的雙向Buck-Boost變換器[5]。同時考慮到實驗條件，將微電網中電壓等參數縮放進行分析研究，并對電路中參數和控制系統進行了設計，可以實現體積小、重量輕、穩定性較好等系統要求，為微電網中雙向DC-DC變換器的設計和研究提供參考。

1 雙向DC-DC變換器的拓撲結構和參數設計

微電網中的分布式發電裝置大多是利用風能、太陽能等新能源，當環境等因素不穩定時，微電網中儲能裝置通過雙向DC-DC變換器為負荷供電，而當環境條件較穩定時，則分布式發電裝置為負荷供電，也為儲能裝置充電[6]。采用鋰電池作為直流微電網的儲能支路，雙向DC-DC變換器能夠實現能量的雙向流動，是微電網中非常重要的一環，對其能量產生系統和儲能系統的能量優化、穩定輸出起到優化的作用。圖1為直流微電網系統框圖。

圖1 直流微電網系統框圖

1.1 雙向DC-DC變換器的拓撲結構

根據雙向DC-DC變換器不同類型和結構的對比，選用元器件較少、結構相對簡單、容易控制、可靠性高的雙向Buck-Boost變換器作為電路的主拓撲結構，見第69頁圖2。金屬-氧化物半導體場效應晶體管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET）V1和V2為互補的工作方式，從U2到U1工作在降壓模式，V2關斷，V1由脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation，PWM）信號控制通斷；從U1到U2工作在升壓模式，V1關斷，V2由PWM信號控制通斷。

圖2 雙向Buck-Boost DC-DC變換器主電路拓撲圖

1.2 雙向Buck-Boost DC-DC變換器的參數設計

以光伏發電的直流微電網為研究對象，1塊光伏板的發電電壓為36 V左右，10塊光伏板串聯電壓為360 V，雙向Buck-Boost DC-DC變換器低壓側為216 V[6]，考慮實驗條件，把它們等比例縮放為高壓側30 V，低壓側18.5 V。設計的雙向Buck-Boost DC-DC變換器，儲能裝置U1選用5節18650型鋰離子電池串聯，它的單節標稱電壓為3.6 V或3.7 V，充電電壓一般為4.2 V，U2為24～36 V，采用MOSFET作為開關管，減小導通損耗、整流損耗，在同樣條件下，N溝道的MOSFET通態電阻小，綜合考慮最大承受電壓、最大工作電流、開通時間、關斷時間等因素，選用型號為CSD19536KCS的開關管作為該電路功率元器件[7]。

1.2.1 電感L的設計

當Buck電路工作在連續電流狀態下時，電感L的計算公式為

將UH=36 V，UL=18.5 V，Io=2 A，開關頻率f=20 kHz代入式（1），計算得電感L=1.125 mH。同理，將其帶入Boost電路的電感L計算公式

中成立，同時，根據經驗留有1.2倍的裕量，選取L=1.5 mH。

1.2.2 電容C的設計

在電容C的設計中要考慮成本和實際情況，一般電容根據紋波電壓大小設計。電容C1的公式為

式中：Dmax1為最大占空比，取18.5/24；ΔU≤1 V，因為電路工作時輸出電壓紋波期望小于0.5%，所以ΔU的取值為18.5 V的0.5%，即0.092 5 V。經過計算得電容C1為10μF。

在Boost電路中，電容C2的公式為

式中：Dmax2為最大占空比，取（30.5-18.5）/30.5；ΔU≤1 V，因為電路工作時輸出電壓紋波期望小于0.5%，所以ΔU的取值為30.5 V的0.5%，即0.152 5 V。經過計算得電容C2=2.55 mF，取為2.7 mF。

2 雙向DC-DC變換器的建模

從前面的設定和計算可得到雙向DC-DC變換器的建模實驗參數如下：電源電壓U2=30 V±0.5 V；電感L=1.5 mH；電容C1=10μF；電容C2=2.7 mF；電池電壓U1=18.5 V；電池內阻r=0.01Ω；開關頻率f=20 kHz。

控制器的設計是雙向DC-DC變換器最為重要的一部分，直接關系到輸出量是否能夠按照預期保持為設計要求的恒定值，這就要求將輸出量經過反饋后與給定量進行比較，把比較后的差值按照一定的控制策略施加相應的控制作用，而用比例積分控制是控制系統和實際工程中應用最廣泛的一種方法[8]。控制電路的結構見圖3，它由PWM信號的產生電路、電流控制電路和電壓控制電路組成。

圖3 雙閉環雙向Buck-B oo s t DC-DC變換器控制電路結構圖

本設計采用電壓電流雙閉環的控制方式，外環是電壓控制環，內環是電流控制環，分別用以調節輸出電壓跟隨給定和使得電流輸出能夠快速地跟隨輸入變化而變化，其控制原理圖見圖4。因為比例控制能快速地反應誤差，而積分控制將系統存在的誤差不斷累積，對輸出量誤差進行消除，所以內環采用比例控制，滿足系統的電流跟隨快速性的要求，外環采用比例積分控制，提高系統穩定性[9-10]。

圖4 雙閉環雙向Buck-B oo s t DC-DC變換器控制原理圖

3 實驗驗證及結果

在Matlab/Simulink中搭建仿真實驗平臺，對雙向Buck-Boost DC-DC變換器的電路參數和電壓、電流雙閉環控制環節的效果進行驗證。

1）當US=34 V時，波形由上至下分別為RL兩端的電壓URL和電流I2的波形，此時I2=-0.4 A＜0，說明儲能裝置電池組工作在放電狀態，電路工作在Boost狀態。圖5為雙閉環雙向Buck-Boost DC-DC變換器US=34 V的仿真波形圖。

圖5 雙閉環雙向Buck-Boost DC-DC變換器U S=34 V的仿真波形圖

2）當US=40 V時，需將“Relational Operation”調整為“＜=”，波形由上至下分別為RL兩端的電壓URL和電流I2的波形，此時儲能裝置電池組工作在充電狀態，電路工作在Buck狀態。圖6為雙閉環雙向Buck-Boost DC-DC變換器US=40 V的仿真波形圖。

圖6 雙閉環雙向Buck-Boost DC-DC變換器U S=40 V的仿真波形圖

4 結論

根據直流微電網的需求設計雙向Buck-Boost DC-DC變換器，并根據實際的參數需求和實驗條件進行比例縮放，設計了電路參數和電壓、電流雙閉環的控制環節參數。通過仿真建模，可以實現雙向變換器的穩定輸出，符合參數設計的功能要求，仿真結果具有較高的精度，具有響應速度快、控制精度高等特點，滿足了實際應用的性能需求，可為直流微電網的穩定工作提供必要的技術支持。