基于SiC器件的感應電機驅動器設計及性能分析

何澤宇，劉鑫，劉洋，趙金

（華中科技大學人工智能與自動化學院，湖北 武漢 430074）

電力電子功率半導體器件是電機驅動系統的重要組成部分，是決定其性能和可靠性的關鍵因素之一。目前電機驅動器所普遍采用的傳統硅器件，其開關速度、開關損耗等性能已經接近其材料允許的極限。近年來，以碳化硅（silicon carbide，SiC）為代表的第三代半導體器件得到了迅速發展。相比于傳統硅器件，SiC器件具有高耐溫、高耐壓、高開關頻率等特點，擁有巨大的應用前景[1-2]。但在具體應用中，仍然在驅動、保護和控制方面存在一些問題，是目前的研究熱點。

SiC器件應用于電機控制系統，可以實現高開關頻率，間接提高了系統的控制頻率，由此可以提高電流環的控制性能。SiC器件與IGBT等器件的開關特性、驅動以及性能測試方面存在較大不同。文獻[3-4]對SiC器件的建模進行研究，建立了考慮寄生參數因素的SiC器件暫態模型；文獻[5-6]對SiC的雙脈沖測試進行研究，從寄生參數、測量儀器和測量方法等方面總結了SiC器件雙脈沖測試的特點與方法；文獻[7-8]對SiC器件的驅動電路進行研究，分析和驗證了不同驅動回路參數對SiC器件開關過程的影響；文獻[9]對SiC器件的短路特性進行研究，分析了SiC器件的短路故障機理，確定了SiC器件的短路安全工作區。雖然已有大量文獻對SiC器件應用進行了研究，但對于實際電機驅動系統中SiC對電機電流環性能提升缺乏定量分析和比較。

電流環控制性能在感應電機矢量控制系統中占有非常重要的地位，電流環控制性能的提高可以提高轉矩響應，降低轉矩脈動，從而提升電機系統的控制精度[10]。電流環帶寬制約因素主要包括逆變器的開關頻率以及A/D采樣延時、計算處理延時和PWM更新延時在內的數字延時[11]。文獻[11]通過改進電流采樣與PWM更新時序，在1個載波周期內實現2次電流采樣和PWM占空比更新，縮短了電流環控制周期，提高了電流環動態響應能力。文獻[12]利用FPGA的邏輯運算與數字計算能力，縮短了采樣運算的數字延時并實現了采樣運算后PWM占空比的即時更新，使系統延時接近理論最小，實現了電流環帶寬擴展。但是以上文獻均是在不改變開關頻率的前提下對電流環帶寬進行擴展。

本文首先從理論上分析了系統延時對電機電流環控制性能的影響，指出了PWM頻率提升對系統性能的改善。進一步，采用CREE公司CCS050M12CM2型號SiC器件作為核心功率器件，以TMS320F28M35作為主控制器，設計和研制了基于SiC MOSFET的感應電機驅動系統，可以將開關頻率由傳統硅器件的10 kHz提升至60 kHz以上。最后，在不同開關頻率下對系統電流環控制性能進行了實驗驗證，對實驗結果進行了對比與分析，得出了實驗結論。

1 電流環帶寬特性分析

對于電壓型逆變器控制的感應電機，有：

式中：Rs為定子電阻；Ls為定子電感；σ為漏感系數；ωs為同步旋轉坐標系角速度；isd，isq為d，q軸定子電流；usd，usq為d，q軸定子電壓；Ψrd，Ψrq為d，q軸轉子磁通。

在轉子磁場定向的矢量控制系統中，Ψrq為0，若把式（1）中的d，q軸交叉耦合部分看作擾動，在低速下電流環控制對象方程可簡化為

圖1 電流環控制結構Fig.1 Control structure diagram of current loop

為了消除大慣性環節對系統的延時影響，提高電流環的響應能力，取T=Ls/Rs，T為電機電樞回路時間常數；K=1/Rs，K為電機電樞回路的增益系數，工程上一般取阻尼系數為0.707，整定后有：

由此系統閉環傳遞函數為

將系統幅頻特性下降到-3 dB時所對應的頻率與相頻特性滯后45°時所對應的頻率相比，其中較低的為系統的截止頻率，即電流環的帶寬。利用Matlab求解式（4）傳遞函數在不同Tp參數下的幅頻特性曲線和相頻特性曲線，并由此求得如圖2所示幅值衰減-3 dB以及相位滯后45°時的截止頻率變化曲線。

根據圖2可知，相位滯后45°的截止頻率和幅值衰減-3 dB的截止頻率均與Tp成近似反比，并且本系統的帶寬ωcb應取較低的相位滯后45°對應的截止頻率。由此，增大開關頻率會提高系統截止頻率，從而實現更好的電流動態調節。

圖2 帶寬變化曲線Fig.2 Bandwidth variation curves

對于轉子磁鏈定向的感應電機控制系統，當轉速提高、電流頻率增加時，d，q軸耦合加深，從而導致d，q軸電流環控制性能下降[13-14]。通過提高電機驅動器的開關頻率，可以顯著提高電流環的帶寬，從而增加電機電流環控制的帶寬裕度，滿足電機在高速下的電流環控制性能。

2 控制系統設計

2.1 電機控制算法

目前感應電機高性能控制領域較為成熟的控制方法主要包括基于動態模型的矢量控制以及直接轉矩控制，在兩種基本的電機動態模型控制方法的基礎上，采用解耦后的線性控制、非線性控制以及智能控制等方法可以構成高性能的控制系統[15]。

本文主要針對SiC器件對交流電機驅動器的性能影響進行研究，為了突出SiC功率器件高開關頻率的特點，忽略復雜控制算法本身的變化因素對性能的影響，采用成熟的基于轉子磁鏈定向的矢量控制算法作為控制方案，這也是目前主流感應電機驅動產品的控制方案，其控制結構如圖3所示。本文著重研究電機控制系統中電流環的控制性能。

圖3 感應電機矢量控制框圖Fig.3 Control block diagram of induction motor vector

2.2 控制系統硬件設計

基于SiC器件的感應電機驅動系統的總體結構如圖4所示，主要包括控制電路、驅動電路、功率電路以及傳感器。

圖4 控制系統硬件結構Fig.4 Hardware structure of control system

系統器件選型如表1所示。主控制器采用TI公司TMS320F28M35雙核控制器，包含Cortex-M3以及C28內核。其中，M3內核包含豐富的通信外設接口，用于PC端調試、通信以及人機交互；C28內核包含浮點數運算單元等運算引擎以及電機控制所需的ADC，QEP，PWM等接口，用于電機的高性能閉環控制。主控器件DSP內核運行速度高達150 MHz，A/D采樣速率最快可達3.5 Msps，可以在15 μs內實現采樣與閉環控制，從而滿足最高達60 kHz的控制與開關頻率要求。驅動芯片采用AVAGO公司的三代半導體器件專用驅動芯片ACPL-352J，該芯片具備光耦隔離和器件驅動的功能，驅動電流高達5 A，傳輸延時低于150 ns，同時具備短路故障輸出和保護的功能。功率器件采用CREE公司的CCS050M12CM2三相全橋模塊，該模塊為全SiC功率器件，額定電壓1 200 V，額定電流50 A。

表1 核心部件選型Tab.1 Component selection

3 SiC MOSFET驅動設計與測試

3.1 驅動電路設計

驅動電路是功率變換器的重要組成部分，直接決定了功率變換器的性能。以ACPL-352J為核心的驅動電路拓撲結構如圖5所示。

圖5 SiC MOSFET驅動電路拓撲結構Fig.5 Topology of SiC MOSFET drive circuit

隔離驅動芯片外圍電路如圖6所示。其中VOUTP與VOUTN管腳分別用于提供開通和關斷時的驅動電流，OC管腳用于過流/短路保護，SS管腳用于短路保護軟關斷。

圖6 ACPL-352J外圍電路Fig.6 The peripheral circuit of the ACPL-352J

3.2 雙脈沖測試

為了測試SiC器件以及相應驅動電路的工作性能和相關指標，搭建如圖7所示雙脈沖測試電路。通過雙脈沖實驗對SiC器件的開通、關斷過程進行分析，并以此確定開通與關斷電阻的阻值。

圖7 雙脈沖測試電路Fig.7 The double?pulse test circuit

在雙脈沖測試中，上管關斷，下管進行2次脈沖開關過程，為負載電感L充電。測試中，母線電壓設置為400 V，目標電流為50 A，2次脈沖總寬度設置為30 μs，計算得負載電感L約為250 μH。母線電容設計為840 μF，滿足電容容值要求，保證母線電壓波動小于1%。雙脈沖實驗波形如圖8所示。

圖8 雙脈沖測試波形Fig.8 The double-pulse test waveforms

為了在實際工況下選擇合適的開通與關斷電阻，選取不同開通與關斷電阻進行雙脈沖測試，開通、關斷過程的各項參數如圖9和圖10所示。

圖9 雙脈沖測試開通過程參數Fig.9 The parameters of turn?on transient state for double?pulse test

圖10 雙脈沖測試關斷過程參數Fig.10 The parameters of turn?off transient state for double?pulse test

根據上述實驗，SiC MOSFET的開關速度與開關過程的過沖存在矛盾。在開通過程中，隨著開通電阻的減小，開通速度逐漸增大，但是電流以及電壓過沖增大較為明顯；在關斷過程中，隨著關斷電阻的減小，關斷速度逐漸增大，但是電壓過沖增大明顯。結合實際控制系統，選取開通電阻為43 Ω，關斷電阻為20 Ω。

4 物理實驗

為了驗證本文所述電機驅動器的工作性能，搭建如圖11所示電機控制系統實驗平臺，并著重對電流環控制性能進行了測試。實驗平臺中，母線電壓設為530 V，感應電機額定電壓280 V，額定功率2.2 kW，額定轉速3 000 r/min。

圖11 SiC驅動器物理實驗平臺Fig.11 SiC-based inverter experimental platform

為了測試驅動器在不同工作條件下的電流環控制性能，分別在開關頻率10 kHz，13 kHz，20 kHz，40 kHz（對應 Tp為 100 μs，75 μs，50 μs，25 μs）以及轉速0 r/min，3 000 r/min下對裝置進行電流環跟隨測試。本文主要針對q軸電流進行測試與分析。

圖12所示為不同條件下的電流環跟隨效果。其中給定參考信號為頻率500 Hz、幅值2 A的正弦信號。由實驗結果可知，在不同速度下，開關頻率的增大降低了q軸電流的跟隨延時，提高了電流環控制效果。

圖12 500 Hz電流跟隨波形Fig.12 The current following waveforms at 500 Hz

為了在一定程度上定量比較不同開關頻率下電流環的控制性能，通過不同跟隨頻率的正弦跟隨實驗得到控制系統的電流環帶寬。取閉環幅頻響應增益衰減-3 dB所對應角頻率以及相移-45°所對應的角頻率最小值作為系統的截止頻率。圖13和圖14所示為控制系統在不同工作條件下達到截止頻率時的正弦跟隨波形；系統截止頻率與工作條件的關系如圖15所示。

圖13 截止頻率下電流跟隨波形（0 r/min）Fig.13 The current following waveforms at cut-off frequency（0 r/min）

圖14 截止頻率下電流跟隨波形（3 000 r/min）Fig.14 The current following waveforms at cut-off frequency（3 000 r/min）

由實驗數據對比可得，開關頻率由10 kHz提升至40 kHz時，電流環帶寬有較大的提升，在0 r/min與3 000 r/min轉速下，電流環帶寬分別由500 Hz，400 Hz提升至1 000 Hz，750 Hz，同時，電流波形也有所改善。并且，實驗結果也驗證了電機轉速的提升導致的d，q軸耦合加深對電流環控制性能的負面影響。將圖15中實驗數據同圖2中理論推導數據進行對比可知，實驗測得的帶寬明顯低于理論推導，主要有以下原因：理論推導中為了運算和表達簡便，部分環節采用了近似化處理；實際系統與理論系統有所區別，對于實際系統信號采集存在延時、信號轉換存在誤差、器件開關波形并非方波、開關過程需要死區延時等因素，在理論系統中沒有考慮。

圖15 q軸電流環帶寬變化曲線Fig.15 The current loop bandwidth curves of q axis

根據上述分析及實驗，對于電機控制系統，轉速提高后，電流環帶寬隨之下降。由此，在一定范圍內，較高的開關頻率可以為電機控制系統提供足夠的電流環帶寬裕度，一定程度上補償了電機在高速下電流環控制性能下降的問題。以本文圖15實驗結果為例，電機控制系統在10 kHz頻率下0轉速時的q軸電流環帶寬為500 Hz，轉速上升至額定轉速3 000 r/min時，電流環帶寬降至400 Hz，相同轉速下當頻率提升至20 kHz時，電流環帶寬則達到了600 Hz，通過頻率的提高，有效彌補了速度增大對電流環控制性能所帶來的影響。

5 結論

本文分析了PWM延時對于感應電機控制系統電流環帶寬的影響，并通過搭建的基于SiC器件的電機驅動系統，對理論分析結果進行了物理試驗驗證和定量分析。

通過針對實際感應電機控制系統的實驗驗證及分析，本文所設計的電機驅動器開關頻率和控制頻率可以提升至40 kHz以上，電機控制系統電流環的帶寬和響應速度得到了有效的提升，從而為電機控制系統提供了較大的電流環帶寬裕度，保證了電機在較高速度下的控制性能。通過對上述實驗結果的分析可以預見，具有高開關頻率性能的SiC驅動器在高速電機領域具有較大的研究價值和應用前景。

但是，電機驅動器的高頻化在提高電流環性能的同時，也帶來了一定的技術挑戰，例如，開關頻率的提高使電機的死區效應更加明顯，增大了電機驅動器的EMI等等，下一步擬對以上問題進行進一步研究，更好地發揮寬禁帶半導體器件在電機驅動領域的優勢和價值。