諧振式單開關多路低紋波輸出LED驅動器

呂尋齋 劉雪山 周 群 史 旭 賀明智

諧振式單開關多路低紋波輸出LED驅動器

呂尋齋 劉雪山 周 群 史 旭 賀明智

（四川大學電氣工程學院 成都 610065）

該文提出一種諧振式單開關多路低紋波輸出LED驅動器。所提出的LED驅動器由前級Buck-Boost功率因數校正（PFC）變換器與后級諧振式多路均流輸出DC-DC變換器通過一個有源開關整合而成，簡化了拓撲結構和控制回路。該LED驅動器利用諧振電容的電荷平衡實現多路輸出的均流控制，因此只需控制其中一條輸出支路的電流，其他輸出支路可實現自動均流。利用寬帶寬電壓模式控制環路，消除了Buck-Boost PFC變換器輸出電壓紋波對各輸出支路的影響，即實現了多路低電流紋波輸出。最后搭建了一臺82W的三路恒流輸出實驗樣機，驗證了理論分析的正確性。

多路均流 Buck-Boost LED驅動器 功率因數校正

0 引言

發光二極管（Light Emitting Diode, LED）與傳統照明燈相比，具有效率高、壽命長、無污染、質量輕、體積小等優點，目前應用廣泛，逐步取代傳統的照明，如熒光燈、白熾燈和鹵素燈[1]。為了滿足國際諧波標準IEC 61000-3-2的要求，LED驅動器需要在滿足輸出功率的同時也具有功率因數校正（Power Factor Correction, PFC）功能[2]。因此，具有功率因數校正功能的LED驅動器技術近些年也被廣泛關注[3-4]。

LED的亮度取決于其上流過的電流，由于受封裝的限制，單顆LED的光通量有限[5]。為了實現所需的亮度，最簡單的方法是將多顆LED串聯。但是，隨著串聯的LED數量的增加，LED串兩端的電壓也相應增加，從而增加驅動器的設計難度并降低其工作的可靠性[6]。因此，較可行的方法是將多顆LED串并聯，以達到相應的亮度要求和合適的端電壓[6]。

由于單顆LED的特性差異，每顆LED的正向壓降會有所不同。此外，由于LED正向電壓的負溫度系數特性會加劇對每個LED串的電流不平衡問題，從而導致LED照明系統壽命的縮短以及嚴重的亮度不均衡[7-9]。因此，需要對多路并聯的LED串進行電流均衡控制。近年來，學術界已經提出了多種實現均流的方法，其中包括無源均流和有源均流技術[10-12]。相比于有源均流技術，基于電容電荷平衡的無源均流技術具有高功率密度和損耗小等優 點[13-14]。然而大多數基于電容電荷平衡的無源均流驅動器需要多個開關管和多個變壓器繞組，導致LED驅動器的體積較大。文獻[15]中提出一種單開關多路均流的方法，但在減少開關管數量和電路體積的同時也帶來新的問題，即輸入電流存在死區且輸出電流的紋波較大。文獻[16]解決了單路低紋波輸出的問題，要想擴展成多路輸出還需增加變壓器繞組，增加了LED驅動器的復雜度。

本文在文獻[15-16]的基礎上，提出了一種諧振式單開關多路低紋波輸出LED驅動器。所提出的LED驅動器通過兩級整合式結構，即具有前級Buck-Boost PFC變換器高PF值的特點，又具有后級諧振式多路均流輸出DC-DC變換器可多路均流輸出的特點。通過中間儲能電容的功率平衡，可極大地降低輸出電流的二倍工頻紋波。同時，利用寬帶寬電壓模式控制，進一步將輸出電流的紋波降低，實現了低電流紋波輸出。最后搭建了一臺82W三路恒流輸出實驗樣機，驗證了理論分析的正確性。

1 工作原理分析

如圖1所示為諧振式單開關多路低紋波輸出LED驅動器的電路框圖，它由整流橋VDb、輸入濾波電感f、輸入濾波電容f和共用了一個開關管的Buck-Boost PFC變換器與諧振式多路均流輸出DC-DC變換器構成。其中，二極管VD1、VD2中間儲能電容B電感B和開關管S構成了前級的Buck-Boost PFC單元，而后級的諧振式多路均流輸出DC-DC變換器由中間儲能電容B、開關管S、變壓器T1、諧振電容r1和r2續流二極管VD4、VD5、VD6和輸出電容123構成。中間儲能電容B既是前級Buck-Boost PFC變換器的輸出電容，又是后級諧振式多路均流輸出DC-DC變換器的輸入電源。它可以平衡脈動的前級Buck-Boost PFC變換器的瞬態輸入功率與恒定的后級諧振式多路均流輸出DC-DC變換器的輸出功率，因此所提出的LED驅動器可以極大地降低流過LED的二倍工頻電流紋波[17]。同時，通過后級的快環控制進一步減小了輸出電流的紋波，從而實現了低紋波輸出。因為工作在斷續導電模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM）的Buck-Boost PFC變換器具有PF值高、控制相對簡單等優點，所以前級的Buck-Boost PFC變換器選擇工作在DCM[16]。而后級的諧振式多路均流輸出DC-DC變換器選擇工作在臨界連續導電模式（Critical Conduction Mode, CRM），此時變換器具有較高的效率。

圖1 諧振式單開關多路低紋波輸出LED驅動器的電路框圖

如圖1所示，該電路的控制部分由采樣電阻s、誤差放大器EA1、比較器CMP1、變壓器輔助繞組電壓過零檢測電路、RS觸發器和MOSFET驅動器等構成。通過電壓模式控制，輸出電流o1被設定為ref/s，其中，s為電流o1的采樣電阻，ref為控制環的參考電壓。當o1大于設定值時，rs＞ref，誤差放大器EA1輸出電壓減小，比較器COMP1輸出高電平時間增加，即開關管導通時間減小；當o1小于設定值時，rs＜ref，誤差放大器EA1輸出電壓升高，比較器COMP1輸出高電平時間減小，即開關管導通時間增大。控制環路通過調節開關管S的導通時間控制輸出電流的恒定；同時，通過對變壓器輔助繞組電壓過零檢測來控制開關管S的導通，通過解耦電容r1和r2的充放電平衡，輸出電流o2、o3均等于o1。

在一個開關周期內，該驅動器有4個工作模態，諧振式單開關多路低紋波輸出LED驅動器各個模態的等效電路如圖2所示。

圖2 諧振式單開關多路低紋波輸出LED驅動器各個模態的等效電路

（1）模態Ⅰ[0,1]：如圖2a所示，在0時刻開關管S導通，電源給電感B充電，電感B兩端的電壓等于輸入電壓|in|，電感電流B線性增加，電容B通過變壓器向二次側傳遞能量，此時變壓器勵磁電感的電流im線性增加，變壓器二次側漏感k分別與電容r1r2發生諧振，變壓器二次電流s為變壓器漏感k與諧振電容r1、r2諧振電流之和，變壓器的一次電流等于勵磁電流與s/之和。在1時刻諧振結束，此時變壓器二次電流s為零，二極管VD4和VD6零電流關斷，此時該模態結束，變壓器二次電流為

其中

式中，s()為變壓器二次電流；ir1()和ir2()分別為電容r1與r2的電流；vr1()和vr2()分別為電容r1和r2兩端的電壓。

由基爾霍夫電壓定律可得

式中，B為中間儲能電容B的電壓；o1和o3分別為支路1和支路3的輸出電壓；k為變壓器二次側漏感；為變壓器電壓比。

由式（1）～式（3）可解得

其中

式中，a為諧振角頻率；1為模態Ⅰ持續的時間。

（2）模態Ⅱ[1,2]：如圖2b所示，在1時刻開關管S保持導通的狀態。電感B的電流B繼續線性增加，變壓器勵磁電流im線性增加，一直持續到該模態結束。電感B的電流B與勵磁電感電流im可分別表示為

其中

（3）模態Ⅲ[2,3]：如圖2c所示，在2時刻開關管S關斷，電感B通過二極管VD2構成的續流回路給儲能電容B充電，電感B的電流B可表示為

當B為零時該模態結束，該模態的時間為

式中，on為開關管的導通時間；3為模態Ⅲ持續的時間。

（4）模態Ⅳ[3,4]：如圖2d所示，在3時刻開關管S保持關斷的狀態，電感B的電流B為零。由于勵磁電感m遠大于二次側漏感k，所以變壓器二次側漏感k兩端的電壓可以忽略。由于r1與r2足夠大，故認為其上的電壓近似等于其平均電壓，因此可以認為勵磁電感電流im線性減小。在4時刻，im減小到零，二極管VD5零電流關斷，此時該模態和一個開關周期同時結束。勵磁電感電流可表示為

其中

式中，vr1-avg和vr2-avg分別為電容r1和r2的平均電壓。

2 工作特性分析

2.1 在半個工頻周期內的輸入電流及功率因數分析

在一個開關周期內，對前級Buck-Boost PFC變換器的電感B，由伏秒平衡原理可得

式中，g為一個開關周期內的輸入電壓；為占空比；S為開關周期；1S為前級Buck-Boost PFC變換器的電感電流B的下降時間。

圖3為諧振式單開關多路低紋波輸出LED驅動器的前級Buck-Boost PFC單元的電感B工作在DCM下電流B的波形。

圖3 電流iB波形

由式（6）可以看出，在半個工頻周期內電感B的電流B()隨著輸入電壓的變化而變化，在輸入電壓的峰值處達到最大，可得

在一個開關周期內B的平均值為

則半個工頻周期內諧振式單開關多路低紋波輸出LED驅動器的輸入平均電流為

由式（14）可得輸入有功功率in和輸入電流有效值rms分別為

由式（15）和式（16）可以得到所提出的LED驅動器的功率因數為

所以與傳統的Buck-Boost PFC變換器類似，本文提出的整合式結構的前級Buck-Boost PFC變換器工作在DCM時，其輸入電流的功率因數仍為單位功率因數。

2.2 均流特性分析

圖4為所提出的LED驅動器在一個開關周期內的主要波形。

圖4 穩態時的主要波形

因為在一個開關周期電容電荷平衡，所以模態Ⅰ諧振電容r1儲存的電荷量等于在模態Ⅲ和模態Ⅳ釋放的電荷量，從而可以列寫方程為

式中，1ch為諧振電容r1在模態Ⅰ與變壓器漏感k諧振時儲存的電荷量；1dis為諧振電容r1在模Ⅲ和模態Ⅳ釋放的電荷量。在一個開關周期流過二極管VD4和VD5的平均電流D4-avg、D5-avg可表示為

同理可得，二極管VD6的平均電流D6-avg為

由式（19）和式（20）可得

由于輸出濾波電容足夠大，在一個開關周期，三路輸出電流o1o2和o3分別等于流過二極管VD4VD5和VD6的平均電流，從而實現了三路輸出的電流平衡，即

根據電容的電荷平衡原理，在一個開關周期，由于諧振電容r1和r2的充放電平衡，三條輸出支路的電流自動實現了均流的功能，因此只需要控制其中一條輸出支路的電流恒定即可實現所有支路的電流恒定，簡化了控制電路，減小了驅動器的體積。

2.3 儲能電容CB的電壓應力分析

在一個開關周期內，對變壓器勵磁電感m，由伏秒平衡原理可得

式中，o2為支路2的輸出電壓。

在一個開關周期內，對變壓器漏感k，由伏秒平衡原理可得

由式（24）可得

忽略r1、r2的電壓波動，第二支路輸出電流的平均值可近似為

對于處于穩態的理想驅動器，其在半個工頻周期內的輸入輸出功率守恒，且由式（14）和式（26），可得

式中，o為輸出功率。由式（23）～式（25）和式（27）可解得

其中

由式（28）可得，當輸出電壓確定時，中間儲能電容的電壓值B與變壓器勵磁電感m和前級Buck-Boost PFC變換器的儲能電感B的比值、變壓器的一次、二次側電壓比和輸入電壓的峰值m有關。這就為第3節的參數設計提供了依據。

2.4 電感LB工作模式分析

為了使電感B工作在DCM下，電感B的放電時間應小于開關管的關斷時間，即

由式（11）和式（29）解得

當滿足式（30）時，前級Buck-Boost PFC變換器的電感B工作在DCM。

2.5 開關頻率分析

由式（27）可得開關管的開關頻率為

由式（23）和式（25）可解得

由式（31）可知，當輸出電壓一定時，驅動器的頻率與變壓器電壓比、中間儲能電容電壓B、和變壓器的勵磁電感m有關，當、確定時，B也同時確定，可見s隨著m的變化而變化。這就為第3節的參數設計提供了依據。

2.6 開關管的電壓應力和電流應力

在模態Ⅲ和模態Ⅳ開關管S關斷，此時其承受的最大電壓應力可以表示為

由式（33）可知，在AC 175～265V輸入電壓范圍內，本文所提出拓撲的開關管的電壓應力可設計在650V以內，與傳統反激式或Buck-Boost PFC拓撲結構的電壓應力接近，采用650V的主流開關管均可實現較寬輸入電壓范圍內的應用。

在模態Ⅰ和模態Ⅱ開關管S導通，此時流過開關管S的電流為

由式（34）可知，流過開關管S的電流在模態Ⅰ與模態Ⅱ分別有不同的表達式，在模態Ⅰ時開關管S電流的峰值出現在1/2時刻，模態Ⅱ時開關管S電流的峰值出現在2時刻。所以流過開關管S的最大電流可以表示為

由式（35）可知，當M-max在1/2時刻取得最大值時，此時諧振電流為主要分量，故諧振電流的峰值不能太大，應盡可能地增大諧振電容，同時要保證1＜on。

3 參數設計

3.1 電感LB、Lm和電壓比n的設計

電感B、m和電壓比的設計流程如圖5所示，參數設計可以按照該流程依次進行。

圖5 LB、Lm和n的設計流程

3.1.1 計算max和

對于Buck-Boost PFC變換器在低輸入電壓時更容易進入連續模式，應該在低輸入電壓時設計參數，考慮到高壓輸入時電壓應力等因素，式（30）中B=165V，得＜0.4。本文設計中取=0.39。

由式（23）可得

將=0.39代入式（36），可得=1.8。

3.1.2 計算

由式（28）可得

將上述獲取參數代入式（37），可得4.2。

3.1.3 計算B與m

由式（31）可以得到s與峰值電壓m的關系，如圖6所示，m范圍為245～375V、輸出電壓o1=o2=o3=78V、輸出電流o1=o2=o3=350mA、1.8、=4.2。從圖中可以看出，在相同的輸入電壓下，m越小開關頻率s越大，在同一m下，隨著輸入電壓峰值的增大開關頻率逐漸減小。為了避免音頻噪聲，開關管的最小開關頻率應該在20kHz以上，但隨著開關頻率的增加，開關損耗也增加。綜合考慮m= 1.6mH，則B=380mH。

圖6 fs與峰值電壓Vm的關系

3.1.4 驗證

把以上三步得到的參數代入式（28）可得到B與峰值電壓m的關系，如圖7所示。o2=78V，=4.2，=1.8，從圖中可知，在最大輸入峰值電壓處B= 186V，開關管的電壓應力為561V，并且以上參數滿足式（29），即滿足前級Buck-Boost PFC變換器工作在DCM的條件。因此以上參數符合設計要求。

圖7 vB與峰值電壓Vm的關系

3.2 中間儲能電容CB的設計

由第1節的模態分析可知，在半個工頻周期內應該先計算出B的峰峰值DB，然后再來計算電容B。在一個完整的開關周期內可以得iB的平均電流為

式中，iB-avg為電容B的平均電流；B-avg為電感B的平均電流；M-avg為開關管的平均電流。

由電感B的伏秒平衡以及模態分析，可得在一個開關周期內的電感B的平均電流為

由圖（1）以及模態分析可知，在一個開關周期內流過開關管的平均電流為

由式（38）～式（40），在半個工頻周期內電壓B的紋波為

式中，L為一個工頻周期；B為中間儲能電容的 容值。

如圖8所示為紋波電壓DB的波形，在半個工頻周期內，紋波電壓DB的峰峰值等于最大值DB(max)與最小值DB(min)的差值，并且當DB達到最大值或者最小值時，其增量等于零，那么

由式（42）可解得，DB達到極值的時刻為

電容B的設計目標是保證在B的整個變化范圍內，紋波電壓DB不高于0.1B[16]。通過式（4）、式（5）、式（42）～式（44）以及3.1節中確定的B和m的參數可以得到B與m的關系如圖9所示。從圖9可得，B隨著m的增大而增大，所以，當m取最大值時，B也最大。最終選擇B=470mF。

3.3 諧振電容的設計

為了滿足諧振時間小于開關管S的導通時間，即1＜on。由式（4）和式（27）可得諧振電容為

圖9 儲能電容CB與峰值電壓Vm的關系

由式（28）、式（32）和式（45）可以得到諧振電容Cr關于輸入電壓峰值Vm的關系如圖10所示。vo1=vo2=vo3=78V，Po=82W，LB=380mH和Lk=2.8mH，n=1.8。從圖10中可以看出，隨著輸入電壓峰值Vm的增大，諧振電容Cr急劇減小。

由式（4）和式（5），諧振電流的峰值和諧振時間與漏感k和諧振電容r的取值有關。r越大，諧振電流的峰值越小，但同時諧振時間也越長，當r足夠大時，就會導致諧振時間1大于開關管的導通時間on，從而導致二極管VD4、VD5和VD6無法實現零電流關斷，增加驅動器的損耗。由圖10所示的曲線將諧振電容r取為100nF。

4 實驗驗證

為了驗證理論分析和參數設計的正確性與方案的有效性，對本文提出的LED驅動器進行實驗驗證。搭建了一臺輸入電壓范圍為AC 175～265V、功率為82W三路輸出的實驗樣機，如圖11所示。樣機的電路參數由第3節中所確定，見表1。

當開關管S關斷時，由于漏感k電流的突變將會在其兩端產生一個很高的電壓，并且漏感越大，驅動器的損耗也越大，為了減小漏感引起的突變電壓和損耗，所以盡可能地將變壓器的漏感減到最小。通過三明治繞法繞制變壓器，最終測得變壓器的二次側漏感為2.8mH。

圖11 實驗樣機

表1 實驗樣機的參數

Tab.1 Circuit parameters of prototype

額定負載下，本文提出的LED驅動器輸入電壓與輸入電流波形如圖12所示，從圖中可以看出，輸入電流與輸入電壓同相位。由泰克PA1000單相功率分析儀測得樣機的PF值在輸入電壓AC 220V時為0.995，很好地實現了功率因數校正。

在一個開關周期內，該LED驅動器的變壓器一次電流與二次電流如圖13所示，從圖13可以看出，二極管VD4～VD6都實現了零電流關斷，減小了驅動器的損耗。當二極管VD5零電流關斷以后，系統檢測到勵磁電感電流為零，觸發開關管S導通，從而后級諧振式多路均流輸出，DC-DC變換器實現了工作在CRM。

圖12 輸入電壓vin與輸入電流iin的波形

圖13 變壓器的一次、二次電流波形

圖14所示為所提出LED驅動器在AC 220V 輸入電壓的情況下的起動波形。可以看出，在起動后該LED驅動器的三路均衡電流很快地建立，且輸出電流的紋波在18mA以下。基于文獻[18]中的標準，在整個輸入電壓范圍內，該驅動器的電流紋波低于3%。因此，所提出的LED驅動器很好地實現了多路低紋波輸出的功能。

圖14 所提出LED驅動器的起動波形

圖15所示為所提出LED驅動器在AC 265V輸入電壓的情況下開關管S的電壓和電流的波形。由式（31）可知，當開關管S的電壓應力隨著輸入電壓的增大而增大，測得在輸入峰值電壓為375V時，開關管S漏源極兩端的最大電壓為600V，低于15NM65N所允許的漏源極兩端的最大電壓（650V）。在穩定時測得開關管S漏源極兩端電壓為565V，與式（31）所計算出的561V差別不大。測得流過開關管S的最大電流為4.3A，低于15NM65N的最大允許電流（7.56A）。

圖15 開關管的電壓和電流波形

圖16所示為所提出LED驅動器的效率曲線和PF值。從圖中可以看出，在整個輸入電壓范圍（AC 175～265V）內該驅動器的PF值都在0.99以上，并且最大效率為87.3%。為了實現低紋波多路輸出，傳統驅動器多采用兩級的方案，若前級采用降壓型PFC拓撲，如Buck-Boost或Flyback，則兩級驅動器后級部分的開關管的電壓應力較低，在電壓、電流應力與器件選型上均可針對效率進行優化設計。而本文提出的整合式拓撲中的兩級驅動器的電流均流過同一個有源開關，所以相對于傳統兩級驅動器，本文提出的整合式的拓撲效率將略低。

圖16 所提出的LED驅動器的效率和PF值曲線

5 結論

本文提出一種諧振式單開關多路低紋波輸出LED驅動器。所提出的LED驅動器由前級Buck- Boost PFC變換器與后級諧振式多路均流輸出DC- DC變換器通過一個有源開關整合而成，簡化了拓撲結構和控制回路。詳細分析了它的工作特性，推導出中間儲能電容的電壓，變壓器一次、二次電流，開關頻率和開關管的電流和電壓應力等表達式。該LED驅動器利用諧振電容的電荷平衡實現對多路輸出的均流控制，因此只需控制其中一條輸出支路的電流，其他所有輸出支路就能自動實現均流。利用寬帶寬電壓模式控制環路，消除了Buck-Boost PFC變換器輸出電壓紋波對各輸出支路的影響，即實現了多路低電流紋波輸出。最后搭建了一臺82W三路恒流輸出的實驗樣機，驗證了本文所提出的LED驅動器不僅可以實現高功率因數，并且該驅動器的輸出電流紋波低于3%，可以很好地實現多路低紋波輸出。

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[16] Luo Quanming, Huang Jian, He Qingqing, et al. Analysis and design of a single-stage isolated AC-DC LED driver with a voltage doubler rectifier[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2017, 64(7): 5807-5817.

[17] 閻鐵生, 許建平, 曹太強, 等. 基于二次型Buck PFC變換器的無頻閃無變壓器LED驅動電源[J]. 電工技術學報, 2015, 30(12): 512-519.

Yan Tiesheng, Xu Jianping, Cao Taiqiang, et al. A flicker-free transformerless LED driving circuit based on quadratic Buck PFC converter[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(12): 512-519.

[18] Brad Lehman, Arnold J Wilkins. Designing to mitigate the effects of flicker in LED lighting: reducing risks to health and safety[J]. IEEE Power Electronics Magazine, 2014, 1(3): 18-26.

Resonant Single-Switch Multi-Channel Low-Ripple LED Driver

（College of Electrical Engineering Sichuan University Chengdu 610065 China）

This paper presents a resonant single-switch multi-channel low-ripple LED driver. The proposed LED driver is integrated with a front-end Buck-Boost power factor correction (PFC) converter and a back-end resonant multi-channel current-sharing output DC-DC converter through an active switch, which simplifies the topology and control loop. The proposed LED driver realizes the current sharing control of the multi-output using the charge balance of the resonant capacitor. Therefore, only the current of one output branch is controlled, the current of other output branches can be automatically balanced. Through the wide-bandwidth voltage mode control loop, the effect of the output voltage ripple of the Buck-Boost PFC converter on each output branch is eliminated, i.e., low output current ripple of the multiple LED strings can be realized. Finally, an 82W three-string LED driver prototype was built to verify the theoretical analysis.

Current balancing, Buck-Boost, light emitting diode (LED) driver, power factor correction

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200110

中央高校基本科研業務費專項資金（YJ201909）和四川大學自貢市校地合作專項資金（2019CDZG-14）資助項目。

2020-02-03

2020-09-07

呂尋齋 男，1990年生，碩士研究生，研究方向為開關變換器的拓撲及控制技術。E-mail: 15325203@qq.com

劉雪山 男，1981年生，副教授，研究方向為高頻開關變換器拓撲及其控制技術、電力電子技術及其應用。E-mail: xueshan5851@163.com（通信作者）

（編輯 崔文靜）