具有原邊互感識別功能的恒流恒壓無線充電系統開發

張文杰， 秦偉， 宋建成， 吝伶艷， 畢魯飛

(1.太原理工大學 煤礦電氣設備與智能控制山西省重點實驗室，太原 030024；2.太原科技大學 電子信息工程學院，太原 030024)

0 引 言

無線充電系統主要由高頻電壓源、耦合線圈、地面和車載側的補償電路、車載整流器和充電電池組成[1]。地面側和車載側之間通過電磁場傳遞能量，避免了電纜的束縛，具有無需插拔、無需精確對準和無接觸火花等優點，極大地提高了電動汽車充電的便利性和安全性，引起了國內外學者的廣泛關注[2-3]。

無線充電系統中的補償電路對實現恒流/恒壓輸出具有很重要的作用[4-6]。為了實現充電模式的切換，通常在原邊和副邊之間進行無線通信，將充電狀態信號反饋到原邊，采用變頻控制或者開關切換原邊補償電路的方法[7-8]。但是，增加無線通信裝置將增加系統的復雜性和不穩定性，特別是在磁場復雜的環境，并且由于原邊電路在地面，增加了開關器件將可能提高運行維修成本。變頻控制將容易引起分岔現象。此外，一些學者提出了通過切換副邊補償電路的方法來滿足先恒流后恒壓的充電需求，降低原邊電路和控制的復雜度[9-13]。文獻[11]提出了基于LCL諧振補償網絡的副邊自動切換充電模式無線電能傳輸系統，減小了開關數量。但是，系統在恒壓充電模式不能保持輸入阻抗為純阻性，降低了系統的傳輸效率。文獻[13]提出了基于原邊LCC補償的副邊切換拓撲，為實現恒流恒壓輸出，不僅需要多個開關，且沒有考慮電感電流和電容電壓特性，切換模式的安全性和穩定性較低。此外，一些補償網絡的恒流/恒壓輸出能力與漏感有關，耦合線圈的隨機性偏移不僅會降低效率，還會影響系統實現恒流/恒壓輸出。所以，非常有必要設計一種可以省去通信、不受線圈參數約束、安全穩定運行、高效率的系補償拓撲方案。

同時，由于兩側線圈之間沒有物理連接，受司機駕駛技術和停車位客觀條件的限制，線圈容易偏移是無線充電系統的重要特點之一。線圈的偏移將使兩側線圈的相對位置發生變化，相互交鏈的磁通減小，互感隨之減小。但是，互感值對系統各處電流和電壓的大小起著決定性的作用。所以，停車充電的位置發生偏移，兩側線圈偏離正對狀態，充電電流和電壓必將發生變化。針對這種工況，工程中通常采用增加前級調壓電路來調節逆變器輸入電壓的方法或者移相調節逆變器輸出電壓的方法。同時，這也需要采用無線通信的方法將充電電池的狀態信息傳遞到原邊形成反饋控制環，從而使系統保持輸出額定電流和電壓。所以，提出根據互感與原、副邊電氣量之間的電路關系進行自動調節，省去無線通信環節，省去復雜控制策略的方法具有很大的研究意義和工程價值。

本文將在雙LCC和LCC-S混合補償拓撲的基礎上，根據互感和逆變器輸出電流的關系實現互感自動識別，從而直接移相調節逆變器輸出的高頻電壓，開發一套允許偏移的電動汽車恒流恒壓無線充電系統，仿真和實驗結果驗證混合補償拓撲設計方案和基于原邊互感自動識別的移相控制方法的可行性和有效性及系統具有良好的運行性能。

1 混合補償拓撲原理分析

對于充電電池，為了避免出現過充或欠充的問題，通常采用先恒流后恒壓的二階段充電法，如圖1所示，其中實線表示充電電流，虛線表示充電電壓。在充電初期，對蓄電池輸入恒定電流，端電壓逐漸增加，充入大約60%的電量，具有較高的電能利用率。當端電壓上升到恒壓充電設定值時，切換到恒壓充電模式，充電電流逐漸減小。在整個充電過程中，等效電阻RB不斷增大。

圖1 二階段充電模式圖Fig.1 Two stage charging mode diagram

一次側采用LCC補償拓撲，一次側線圈可實現恒流勵磁，易于系統控制。并且，一次側采用LCC補償電路的無線充電系統不僅對諧振參數的準確度要求低，而且對電路寄生參數的敏感度低，充電電流/電壓和互感基本為線性關系。針對線圈發生偏移進行移相控制的工況，線圈偏移量越大，充電電流/電壓隨電池等效電阻RB的變化率反而會越小。同時，采用LCC補償拓撲，充電電流/電壓可擺脫耦合線圈的約束，具有高的自由度。所以，本文基于一次側采用LCC補償拓撲的方式來設計副邊自動切換的混合補償拓撲，實現充電模式的切換。

1.1 雙LCC補償電路恒流輸出工作原理

基于電流控制電壓源(CCVS)的等效電路如圖2所示，電壓源輸入經過V-C-1諧振網絡變換為恒流源，一次側線圈的電流I1為

(1)

所以，I1不受二次側的影響，二次側感應電壓為恒壓源。二次側補償網絡結構和一次側對稱，電容Cs2不完全補償L2組成等效電感Leq2，Leq2和電容Cs1構成V-C-2諧振網絡，變換為恒流輸出。

圖2 雙LCC補償等效電路圖Fig.2 Equivalent circuit diagram of double LCC compensation

同時，電容Cp2欠補償一次側線圈自感L1組成等效電感Leq1、Leq1和Lp相等，Leq2和Ls相等，分別和Cp1、Cs1組成反向LC諧振網絡，輸入阻抗將為純阻性，不需要輸入無功功率。

所以，雙LCC補償參數工作條件為

(2)

輸出電流Io-雙LCC為

(3)

在給定輸入電壓和耦合線圈的條件下，調整補償電感Lp和Ls的值，即可得到所需的輸出電流。

考慮耦合線圈電阻R1、R2和補償電感以及開關器件寄生電阻Rp、Rs的存在，輸出電流Io、輸入電流Iin和效率η雙LCC分別為：

(4)

(5)

(6)

式中:A=Rp{Rs[(ωM)2+R1R2]+R1(ωLs)2}+(ωLp)2(ωLs)2+R2Rs(ωLp)2+RL{R2(ωLp)2+Rp(ωM)2+R1R2Rp}；B=Rs[(ωM)2+R1R2]+R1(ωLs)2+RL[(ωM)2+R1R2]。

1.2 LCC-S補償電路恒壓輸出工作原理

等效電路如圖3所示，一次側電路和雙LCC的一次側相同。在二次側回路，電容Cs2和線圈自感L2串聯諧振，輸出電壓Uo等于二次線圈感應電壓U2，與二次側電路參數無關，實現了恒壓輸出,且實現了完全諧振，輸入阻抗呈阻性。

圖3 LCC-S補償等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit diagram of LCC-S compensation

所以，LCC-S補償參數工作條件為

(7)

輸出電壓Uo-LCC/S為

(8)

是雙LCC補償電路輸出電流的ωLs倍。

考慮寄生參數的影響，輸出電壓Uo、輸入電流Iin和效率ηLCC-S分別為：

(9)

(10)

(11)

式中：A=Rp(ωM)2+[R1Rp+(ωLp)2](RL+R2)；B=R1(RL+R2)+(ωM)2。

1.3 自動切換充電模式的工作原理

混合補償拓撲如圖4所示，一次側為LCC補償結構，二次線圈感應出恒定電壓。為了實現充電模式的切換，二次側引入了開關K1和K2。K1、K2閉合，由補償電感Ls、補償電容Cs1和Cs2構成二次側LCC補償網絡，進行恒流充電。當充電電壓等于恒壓模式額定電壓時，即Uout=Uo-LCC/S=Un時，K1、K2斷開，補償網絡切換為LCC-S結構，由Cs2和Cs3完全補償L2和Ls，進行恒壓充電。而且，因L2和Cs2組成的等效電感Leq2和補償電感Ls相等。所以，Cs1=2Cs3。為了避免因電容Cs3兩端電壓不為0，開關K1閉合出現短路，在Cs3支路串聯了開關K3。在恒流模式，K3斷開；在恒壓模式，K3閉合。K3與K1、K2互鎖，提高了系統的充電安全性。

圖4 混合補償拓撲圖Fig.4 Hybrid compensation topology graph

2 基于互感識別的移相控制方法

兩側線圈發生偏移，互感減小，由式(3)和式(8)可知，雙LCC補償電路的輸出電流Io和LCC-S補償電路的輸出電壓Uo都將會隨之線性減小。為了在較大偏移范圍內都可以輸出額定充電電流和電壓，本文提出了如圖5所示的移相控制方法。其中，地面側逆變器為單相電壓型全橋逆變電路，耦合補償網絡采用1.3節設計的混合補償拓撲，車載側整流器為電容濾波的單相不可控整流電路。

圖5 移相控制方案圖Fig.5 Phase shift control scheme diagram

逆變器的輸出電壓基波有效值Up表達式為

(12)

式中：E為直流源電壓；α為移相角；β為死區角。

整流濾波電路輸入電壓Ur、電流Ir和輸出電壓UB、電流IB的關系[7]為：

(13)

且設定恒流模式額定充電電流IBn對應整流器輸入電流Irn，恒壓模式最小充電電流IBmin對應整流器輸入電流Irmin。

為了移相調節逆變器輸出電壓Up，首先使用電流傳感器檢測得到逆變器輸出電流Ip，再經過帶通濾波器和信號調理電路，將其輸入到DSP信號處理器中。之后，根據電流Ip和互感的一一對應關系，自動識別出實際的互感M實。

在實際應用中，傳輸線圈通常由利茲線繞制而成，線圈損耗電阻很小，為毫歐級電阻。而補償電感的品質因數一般大于103，而補償電容的等效串聯電阻ESR更小，往往忽略不計。根據仿真和實驗電路參數，考慮寄生損耗，可得到雙LCC補償電路輸出電流Io與互感M和負載電阻RL的關系如圖6所示。

圖6 雙LCC輸出電流與互感和負載電阻關系圖Fig.6 Relationship between output current of double LCC and mutual inductance and load resistance

可以看出，雙LCC輸出電流與互感仍基本為線性關系，系統中有功損耗對輸入輸出電流和互感的關系影響很小。為了方便理解，以下按理想電路進行分析。由能量守恒定理可知

UrIr=UpIp。

(14)

在恒流充電模式，結合1.1節的分析可得

(15)

式中Upn為設定的逆變器初始輸出電壓。

所以，根據檢測到的電流值Ip，可得到實際互感為

(16)

由于每次開始充電時，電池的狀態不一定相同。所以式(16)中的等效電阻RL也為變量，互感M為Ip和RL的二元函數。因此，在車載整流濾波電路前連接控制電阻Rc和控制開關S1、S2。在互感識別過程中，S1閉合，S2斷開，上述分析中的RL=Rc，為固定值。所以，根據逆變器輸出電流Ip的大小即可得到不同偏移狀態的實際互感M實。

那么，為了輸出額定電流，由式(3)可知逆變器輸出電壓Up應為

(17)

再根據式(12)調節移相角α，使得逆變器輸出電壓等于Up-M。當檢測到地面側逆變器實際輸出電流Ip與所需電流Ip-M之間存在較大誤差時，α進行迭代。當Ip達到誤差允許范圍內時，α自我保持。此時，對應車載側Io=Irn，S1斷開，S2閉合，輸出額定充電電流IBn，開始恒流充電。隨著電池等值電阻RB的增加，充電電壓不斷增大，當UB=UBn時，進入恒壓充電模式。在恒壓模式，隨著電池等值電阻RB的增加，充電電壓UB基本不變，充電電流IB不斷減小。當IB=IBmin時，S1閉合，S2斷開。而且，此時對應地面側Ip等于Ipmin，自動關斷驅動脈沖和地面側電源，停止充電，即有

(18)

3 仿真與實驗結果

3.1 仿真分析

為了分析混合補償拓撲設計方案的可行性，結合硬件元器件的工藝和應用水平，考慮寄生參數，在MATLAB/Simulink仿真環境中搭建了如圖7所示的系統仿真模型。其中，Inverter子模塊為全橋逆變電路，輸出頻率為85 kHz的交流方波電壓。設定恒流輸出為5 A，恒壓輸出為200 V，參數設計如表1所示。并且，通過使用LCRTH2827A測量儀來測量耦合線圈和補償電感/電容的實際值和寄生電阻。

表1 系統參數表

為了模擬在充電過程中電池等效電阻RB的增加，采用了受控電流源，控制量為自身電壓，控制系數g為1/(20+400×t)，仿真時間t設置為0.2 s，等效電阻RB從20 Ω增加到100 Ω。仿真算法設置為ode23tb，并且將Solver reset method設置為robust。

圖7 系統仿真模型圖Fig.7 System simulation model diagram

圖8所示為充電電壓和充電電流的仿真波形圖，系統可以實現先恒流輸出后恒壓輸出。隨著等效電阻的增加，在恒流模式，充電電流IB基本保持為5 A；在恒壓模式，充電電壓UB基本保持為200 V。在t=0.056 s時，實現了充電模式的平穩過渡，電路中沒有出現電流電壓尖峰，充電電壓的暫態最大波動率僅為0.7%。

圖8 充電電壓和電流的仿真波形圖Fig.8 Simulation waveform of charging voltage and current

3.2 實驗驗證

為了驗證系統方案的可行性，搭建了恒流輸出5 A，恒壓輸出200 V的無線充電系統實驗樣機。采用Chroma品牌的62050H-600直流電源，逆變電路開關器件選用IMZ120R045M1型號的MOSFET，輸出交流電壓的頻率為85 kHz，車載側整流二極管為SCS220AGHR，耦合線圈采用不含鐵氧體的圓形磁盤結構。按表1所示的參數設計補償器件，補償電容采用EPCOS/TDK薄膜電容，補償電感采用鐵硅鋁磁環電感。地面側DSP(TMS320F28335)處理器進行移相控制，車載側DSP輸出半導體開關控制信號。通過調節電子負載輸出直流電阻的大小來模擬實現充電過程中充電電池等效電阻RB的不斷變化。

3.2.1 切換恒流恒壓充電模式方案可行性的驗證

切換模式的暫態波形圖如圖9所示，在恒流充電模式，開關K1和K2閉合，K3斷開，通過調節電子負載輸出的直流電阻阻值，充電電流IB基本保持為5 A，充電電壓UB不斷增大。當充電電壓UB達到200 V時，即充電電壓UB等于了額定電壓UBn時，開關K1和K2的控制信號跳變為了低電平，開關K3的控制信號跳變為了高電平，K1和K2斷開，K3閉合，補償拓撲從雙LCC結構可靠安全地切換為了LCC-S結構。同時，充電電壓UB和充電電流IB只出現了略微的減小，沒有出現強烈的波動，充電電壓的波動率僅有3.75%。而且，充電電壓和電流都可以快速地恢復到穩態，實現了充電模式的穩定切換，開始恒壓充電。

圖9 切換模式暫態波形圖Fig.9 Switching mode transient waveform

3.2.2 恒流/恒壓輸出穩定性的驗證

在恒流模式下，充電電流和電壓波形如圖10所示。當等效電阻RB為10 Ω時，充電電流IB為4.9 A；當等效電阻RB為20 Ω時，充電電流IB為4.78 A。電流變化率僅為2.45%，基本保持恒定。

圖10 恒流模式充電電流和充電電壓波形圖Fig.10 Waveform of charging current and voltage in constant current mode

在恒壓模式下，充電電流和電壓波形如圖11所示。當等效電阻RB為50 Ω時，充電電壓UB為202.5 V；當等效電阻RB為100 Ω時，充電電壓UB為209 V。電壓變化率僅為3.21%，基本保持恒定。

3.2.3 移相控制方法有效性的驗證

當兩側線圈偏移距離d為100 mm時，驅動脈沖u1～u4的波形和充電電流IB和電壓UB的波形分別如圖12和圖13所示。如果不進行移相控制，初始導通角θ為0.325π，充電電流IB為3.25 A。經過移相控制之后，導通角θ增加為0.66π，充電電流IB為5.2 A，基本恢復到了額定值。其中，電池等值電阻RB為最小等值電阻Rmin，設置為10 Ω，充電電壓UB分別為32.2 V和51.5 V。其他不同偏移距離的實驗數據如表2所示，實驗結果表明采用基于互感識別的移相控制方法，在較大偏移范圍內，系統都能基本以額定電流開始充電。

圖11 恒壓模式充電電流和充電電壓波形圖Fig.11 Waveform of charging current and voltage in constant voltage mode

表2 不同偏移距離的實驗數據表

圖12 發生線圈偏移的驅動脈沖波形圖Fig.12 Driving pulse waveform after coil offset

圖13 發生線圈偏移的充電電流和充電電壓波形圖Fig.13 Waveform of charging current and voltage after coil offset

4 結 論

通過對雙LCC和LCC-S補償電路的輸出特性分析，結合電感電容的工作特性和系統安全穩定性，設計了基于LCC-LCC/S混合補償網絡的無線充電系統方案。通過自動切換副邊補償電路，系統可以安全平穩地實現恒流恒壓充電模式的切換，不會對電路器件產生較大的電流/電壓沖擊，充電電流和電壓隨電池等值電阻的變化率相對較低，可以滿足電動汽車的充電要求。在此基礎上，為了使系統在較大的偏移范圍內都可以實現額定電流和電壓充電，提出了根據互感和原邊逆變器輸出電流的內在對應關系進行互感自動識別，從而實現移相調節逆變器輸出電壓的方法。該方法根據電路參數之間的關系，原副邊分別控制，不需要原副邊之間的控制環，省去了無線通信的環節。搭建實驗樣機，實驗結果表明線圈偏移量在0～160 mm的范圍內，系統的充電電流和電壓可以基本保持額定值。