零中頻接收機iq不平衡數(shù)字域校準(zhǔn)分析

張哲

【摘要】 ? ?零中頻接收機有功耗低、易于集成等優(yōu)勢，廣泛應(yīng)用于消費類電子產(chǎn)品和多模通信平臺。但零中頻接收機的缺點在于性能較差，究其原因，主要是因為器件不匹配和電路PCB布局誤差造成的iq不平衡。關(guān)于零中頻接收機iq不平衡校準(zhǔn)的研究通常集中在窄帶信號校準(zhǔn)方面，也就是接收機的不平衡度不變，這會產(chǎn)生頻率相關(guān)性，增加不平衡校準(zhǔn)的困難。鑒于此，本文就零中頻接收機iq不平衡數(shù)字域校準(zhǔn)展開具體分析，以期同仁參考。

【關(guān)鍵詞】 ? ?零中頻接收機 ? ?iq不平衡 ? ?校準(zhǔn)

引言

射頻接收機技術(shù)是無線通信系統(tǒng)中的重要組成部分，但因為噪聲的影響，在一定程度上放大了射頻接收機的信號，影響對信號的甄別，同時也影響了接收機的靈敏度。零中頻接收機是一種新型的接收機架構(gòu)，其電路結(jié)構(gòu)簡單、功耗低，但在使用過程中不可避免地存在iq不平衡的問題，對接收機的性能產(chǎn)生不良影響。同時，iq不平衡加劇了接收端的鏡像干擾，解決上述問題的方式主要有優(yōu)化電路設(shè)計、數(shù)字域補償校準(zhǔn)兩種。

一、零中頻接收機

零中頻接收機又稱為直接變頻接收機，指的是通過把射頻信號的中心頻率更改為零頻。在零頻接收機中，本振頻率與信號載波頻率保持一致，通過正交混頻，在低噪放的情況下，把其轉(zhuǎn)變成兩路零中頻基帶信號，也就是I路和Q路，所以并沒有使用到鏡頻信號，并不使用高Q值的鏡像抑制濾波器，同時還能使用單片集成低通濾波器，替換中頻信號，這在一定程度上提高了電路的集成度。

零中頻接收機主要有以下優(yōu)點：

第一，電路簡單、功耗低，電路簡化，器件少。

第二，方便集成。因為并不適用片外高Q值濾波器，這提高了系統(tǒng)集成度，但相較于超外差接收機，其存在很多缺點，主要體現(xiàn)在以下方面：一是本振存在嚴(yán)重泄漏情況，受到器件隔離度的影響，有些信號會泄漏到RF端口，基于天線輻射的影響，對鄰近信號道有不同程度的影響。

第三，直流偏置，主要是因為零中頻，并沒有把直流偏置從有用信號中分離出來，且直流偏置過大會造成后端過于飽和。

第四，出現(xiàn)iq不平衡，受到器件工藝因素的影響，很難確保同相和正交兩路信號的幅度相同。

二、零中頻接收機iq不平衡分析

通常情況下，零中頻接收機主要使用瑩正交下變頻結(jié)構(gòu)，因此在接收機的設(shè)計方面，有以下要求：本振效率相同的兩路正交本振信號;放大器、混頻器、LPF對信號的傳輸環(huán)境要相同。但在具體的硬件電路中，通過電路設(shè)計PCB布局的誤差，會影響I路、Q路信號的相位誤差，這會干擾鏡像信號。因為寬帶零中頻接收機中，LPF、ADC、混頻器和放大器，直接影響到I、Q兩路信號與頻率，也就是不同評率下信號的相位誤差存在差異，增加了電路設(shè)計的難度，同時更會影響其性能。

為了對零中頻接收機中的iq不平衡情況進(jìn)行深入的分析，構(gòu)造如圖1所示，把LO的不平衡當(dāng)作頻率獨立不平衡，把LPF、ADC、混頻器和放大器等對信號的影響當(dāng)作一個濾波器，I路頻率響應(yīng)為H1（f），Q路頻率響應(yīng)為Hq（f）。

r（t）為接收的射頻信號，載波頻率為ωc，r（t）可寫成下列形式：

r（t）=Re{z（t）exp（jωct）}

=z1（t）cos（ωct）-zq（t）sin（ωct）

其中z（t）=z1（t）+jzq（t），說明接收機在沒有iq不平衡時接收到的理想信號等效基帶形式。最先考慮的是窄帶下的iq不平衡，由此來看，幅度與相位之間的不平衡是有規(guī)律可循的，即和頻率并無關(guān)聯(lián)，并設(shè)想這種iq不平衡是由本振造成的，其表達(dá)式為：

xl0（t）=cos（ωl0t）-jasin（ωl0t+）

=K1e-jωl0t+K2ejωl0t

三、零中頻接收機iq不平衡數(shù)字域校準(zhǔn)方法

3.1開環(huán)校準(zhǔn)方法

3.1.1建構(gòu)查找表

在零中頻接收、輸出射頻信號位于開環(huán)狀態(tài)時，通過對iq不平衡的校準(zhǔn)，在數(shù)字基帶輸出芯片F(xiàn)PGA中創(chuàng)建查找表（LUT）。

通過變革L(fēng)UT索引，改變對應(yīng)幅值、相位、iq兩路直流偏置，如表1所示。

相鄰索引對應(yīng)的校正因子要設(shè)置變化，檢查步長是否科學(xué)。在實踐操Z作中，通過觀察輸出射頻調(diào)制信號功率譜。比如，在對相位的校正過程中，在選擇索引B0到Bn，在這種情況下，可增加至Bm+1…最大限度降低鏡像信號功率。

3.1.2校準(zhǔn)具體操作

在校準(zhǔn)數(shù)字域的過程中，校準(zhǔn)iq兩路直流偏置，通常是借助校正因子的加減來實現(xiàn)的，校正幅值是對校正因子進(jìn)行乘除，應(yīng)用移位運算，借助投影原理來實現(xiàn)相位的校準(zhǔn)。I、q信號相互正交，I·Q=0，這主要是因為實際相位誤差造成的。如果I·Q≠0，這能實現(xiàn)I或Q的固定，采用移位運算的方法求出三角函數(shù)，實現(xiàn)輸出I和Q的正交，做好相位校正的操作。因此，使用簡單的移位運算能對相位、直流間的偏置進(jìn)行校正，從而提高其硬件功能。

3.2閉環(huán)校準(zhǔn)方法

3.2.1基本方法

通過輸出耦合射頻，把其變頻至基帶，校正數(shù)字域FPGA。環(huán)路反饋iq信號分別是I（t-?1）和Q（t-?1）（?1表示環(huán)路時延），復(fù)信號Z（t）=I（t）+jQ（t）;復(fù)信號自適應(yīng)校正后輸出基帶IQ信號分別是I（t-?2）和Q（t-?2）。

3.2.2環(huán)路延時估計方法

環(huán)路延時?1在環(huán)境、溫度的變化情況中，也會產(chǎn)生相應(yīng)變化，所以要對其實時觀察。通過整倍數(shù)進(jìn)行延時估計，操作相對簡單，主要是在數(shù)字域芯片內(nèi)完成的，這主要是用功能數(shù)據(jù)流進(jìn)行計算的，即：

?1（m）=max（n+m）·z*（n）

3.2.3方法方針

按照iq不平衡原理，把1MHz的單音測試信號輸入在內(nèi)，采用正交調(diào)制器602MHz本振予以變頻輸出。如果變頻產(chǎn)生0.03單位直流偏置誤差、0.8dB幅度誤差、1°相位誤差，在603MHz處輸出頻譜能實現(xiàn)a信號的調(diào)制，并會在602MHz上產(chǎn)生鏡像c信號和載漏b信號。依托開環(huán)校正方法，結(jié)合超招標(biāo)，開展位移和加減運算，讓鏡像下降約30dB。在射頻段耦合輸出，預(yù)估環(huán)路延時23個單位，得出環(huán)路反饋iq信號，通過閉環(huán)校正方法的使用，載漏和未校準(zhǔn)前后下降了15dB、10dB。與此同時，能對矯正前后的調(diào)制信號進(jìn)行觀察。在進(jìn)行校準(zhǔn)后，矢量點與理想情況所偏離，差異明顯。整體上看，開環(huán)校準(zhǔn)的效果要顯著高于閉環(huán)效果，但這會受到周邊環(huán)境的變化影響。這主要是由于閉環(huán)校正提高了下變頻的不穩(wěn)定因素，造成閉環(huán)校正效果優(yōu)于開環(huán)校正，這說明該方法是有用的。

四、物理實現(xiàn)驗證

通過在DDS（直接數(shù)字式頻率合成器）中輸入472kHz的單音測試信號，采用正交調(diào)制的方法，對濾波器進(jìn)行重構(gòu)，保證其頻率在601MHz載波左右，使用開環(huán)校準(zhǔn)方法，對頻譜儀進(jìn)行觀察，結(jié)果表明殘留鏡像相較于之前下降了約20dB，讓載漏信號比較準(zhǔn)前降低了40dB。

總之，零中頻接收機中的正交誤差，這會影響其載漏、鏡像等信號，出現(xiàn)不同程度的干擾，在一定程度上減少了調(diào)制信號的信噪量。本文中提出的校準(zhǔn)iq，并不是理想狀況下的開環(huán)和閉環(huán)方法，其主要是在內(nèi)容、數(shù)字等方面建構(gòu)查找表，提出了具體方法和操作，并對環(huán)路延時的估計方法進(jìn)行了說明，結(jié)果證實，該方法能最大限度降低鏡像信號和載漏的功率，提高調(diào)制信號的信噪比。

參 ?考 ?文 ?獻(xiàn)

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