一種用于微波無線能量傳輸的S波段圓極化整流天線設計

李勛勇，許立強，余澤，劉長軍

四川大學 電子信息學院，四川 成都 610064

微波無線能量傳輸(wireless power transmission，WPT)是將微波作為能量傳輸的載體，用于實現能量無線傳輸的一種技術。在空間太陽能電站、空間電磁能量回收和移動無線充電等領域具有良好的應用前景[1-3]。WPT系統通常包括微波源、發射天線和整流天線，其中整流天線是系統的核心器件之一，核心指標是微波到直流的轉化效率。

傳統整流天線常采用天線和整流電路的分離設計，天線多采用線極化天線。分離設計會導致整流天線體積大[4]；極化匹配狀態對線極化整流天線的效率影響很大[5-6]。尤其在針對移動目標的無線能量傳輸應用中，極化匹配的影響更高[7]。因此，迫切需要整流天線的一體化和圓極化設計。

本文提出了一款結構緊湊的基于CPS傳輸線的微波整流電路，直接與交叉偶極子組成的圓極化天線連接，實現了結構輕巧的圓極化整流天線。由于沒有微帶線和同軸結構，避免了平衡與非平衡的變換，該圓極化整流天線具有結構緊湊和效率高的特點。

1 圓極化天線設計

將一對偶極子交叉放置組成交叉偶極子天線，具有結構簡單、緊湊、重量輕等優點[8-11]。偶極子天線的電長度λ/2時，阻抗接近純阻；當電長度大于或小于λ/2時，其阻抗分別表現為感性或容性。偶極子上對應電流的相位存在滯后或者超前。優化尺寸使得偶極子上的電流相位差滿足90°，可實現圓極化輻射。

交叉偶極子天線為平衡式結構，測量其天線性能時需要巴倫實現平衡變換。本文設計加工了一個巴倫，通過CPW-CPS-CPW背靠背的結構，進行測試。其模型和實物以及回波損耗仿真與實測對比如圖1所示。巴倫使用RF4介質板，厚度為0.6 mm，主要參數wcpw、gcpw、scpw和wcps分別為3.0、7.5、0.4和3.0 mm。

圖1 巴倫模型和實物及回波損耗仿真和測量對比

本文設計的交叉偶極子天線輻射體采用直徑為1.2 mm、厚度為0.2 mm的空心銅管，具有導電性好、重量輕、機械強度高等優點。利用偶極子長度和阻抗的關系，將兩個不同長度的偶極子并聯，使得它們在2.45 GHz產生90°的相位差，實現圓極化輻射。

在天線的下方約四分之一個波長處添加了反射面，提高天線的增益，減小測量中環境對天線極化純度的影響。金屬反射面采用PCB工藝實現。天線的模型和實物如圖2所示，天線最終的尺寸經過HFSS（high frequency structure simulator）優化得到，其關鍵參數l1、l2、lref和lcps分別為27、34.5、120和16.5 mm。

圖2 天線的模型和實物

圖3給出了天線|S11|和軸比的仿真和實測對比結果，由圖3(a)可知，在2.03～3.08 GHz的范圍內|S11|均低于-10 dB，測試和仿真結果基本吻合。天線在2.45 GHz處，軸比隨角度θ的變化如圖3(b)所示，其中θ為0°時，軸比為1.76 dB。

圖3 天線|S11|及軸比仿真與測量

圖4為天線E-面和H-面方向圖的仿真和實測對比圖。由于微波暗室測量過程中測量裝置遮擋，背向輻射測量值相比仿真值偏低。該天線在2.45 GHz處的增益為5.64 dBi，半功率波瓣寬度為85.6°。

基肥撒施后經耕翻、旋耕，再起壟移栽，每小區5壟，辣椒育苗移栽，移栽密度為100株/小區。過磷酸鈣和硫酸鉀均一次基施，尿素按照3-3-4的運籌比例分別在基肥-盛花期-盛果期施用，追肥方式為穴施。除肥料外，其他澆水、施用農藥等管理措施均一致，試驗大棚于8月下旬因暴雨受淹一次。

圖4 2.45 GHz處方向圖

2 CPS結構整流電路設計

CPS傳輸線是一種平面的雙線傳輸線，非常方便與貼片器件連接。基于CPS傳輸線設計整流電路，直接與交叉偶極子天線連接，省去平衡非平衡變換。CPS傳輸線是一種平衡結構，很方便與偶極子等平衡型天線直接連接。CPS傳輸線的特征阻抗為

其中εeff為等效介電常數，s和w分別為CPS傳輸線的間隔和寬度傳輸線的間隔s對阻抗影響較大。

并聯式拓撲結構在CPS設計的整流電路中具有電路緊湊、結構簡單等優勢。由于偶極子天線對直流為開路結構，傳統微波整流電路前端的隔直電容可以省去。

整流電路模型如圖5所示，由天線ANT、CPS傳輸線、兩個電容C1和C2、肖特基二極管D和負載RL構成。利用二極管D的非線性特性將微波轉換成直流，輸出到負載RL，完成微波整流。天線ANT將接收的空間電磁波輻射，轉化為導行波傳輸給二極管D。本文提出一種簡潔的CPS整流電路結構。采用同一種特征阻抗的CPS傳輸線實現整流電路，線的寬度和間距保持不變，方便加工設計也簡化結構。

圖5 CPS結構整流電路

為了實現阻抗匹配和諧波回收，整流電路引入了2個并聯電容C1和C2。電容C1和其前后的2段CPS傳輸線構成一個傳輸線并聯電容的T型的匹配網絡，用于實現天線和整流電路的匹配。C2距離二極管D約λg/4。C2形成一個微波的短路點，經過λg/4轉換為開路點，從而不影響二極管D的阻抗。C2實現直通濾波，可以將微波的基頻和諧波都反射回到二極管D進行諧波回收利用，而只允許直流傳輸到負載RL。整流電路中二極管選用HSMS-286F(Rs=6 Ω，Vbr=7 V，Vbi=0.65 V)。該二極管封裝了2個相同的二極管，但設計時僅使用了其中的一個二極管。

在ADS（advaced design system）中建立版圖模型，并將主要尺寸參數化，導入原理圖中進行版圖和原理圖的聯合仿真分析。將全波電磁場仿真軟件HFSS分析得到的天線阻抗值，替換掉ADS仿真電路中的源阻抗，其阻抗為100+j97 Ω，最終經過迭代分析出效率最佳時的各個參數值。分析發現效率最佳時，C1=0和C2=100 pF，l1加上l2的長度為5.5 mm，l3的長度為23.5 mm。此時二極管D上基波分量比負載RL基波分量高17 dB，表明整流電路中的諧波經過C2之后，得到有效回收。

在從單整流天線擴展到整流天線陣列時，可將所有整流天線的輸出直接并聯或者串聯起來。由于整流電路沒有接地，不影響整流天線輸出的串聯和并聯。因此，比微帶整流電路更具有簡潔和靈活的優勢。

3 圓極化整流天線

通過優化天線的阻抗、CPS傳輸線的阻抗和長度，利用天線感性和肖特基二極管容性阻抗的匹配，可以不使用電容C1，直接實現阻抗匹配。

設計結果：CPS傳輸線的間距s和寬度w分別設置為1.7 mm和 3 mm，此時CPS傳輸線的阻抗為164 Ω。天線的阻抗為100+j97 Ω。

圖6給出了最終的整流天線模型和實物，交叉偶極子天線與CPS傳輸線直接相連，天線下方四分之一個波長處添加一個金屬反射面，CPS傳輸線后用直流線連接負載。CPS傳輸線上僅使用一個二極管和一個電容，天線和電路具體的參數如前文所述，其中l1=5.5 mm，l2=23.5 mm，電容C=100 pF。

圖6 整流天線模型和實物

4 測量結果與分析

4.1 測試系統

測試系統如圖7所示，包括HMC-T2220微波信號發生器、微波固態放大器、2.45 GHz標準增益天線、環行器、匹配負載、定向耦合器、功率計、整流天線和直流負載等。標準喇叭天線的增益為12.9 dBi，尺寸為15 cm×20 cm，根據遠場計算公式可求得該天線的遠場距離約為1 m，因此測量系統中標準喇叭和整流天線的距離設置為1.6 m，滿足遠場測試環境。

整流天線的效率為負載端的直流功率與整流天線接收的微波功率之比，其中直流功率為直流負載兩端電壓的平方和負載的比值，微波功率由Friis公式進行計算得到。故整流天線的轉換效率計算公式可以表示為

式中：Pr為整流天線接收到的功率；Pt為喇叭天線的輻射功率；Gr標準喇叭的增益；Gt為整流天線的增益；λ為輻射電磁波的波長；R為發射的喇叭天線與整流天線的距離；Vout為負載端的輸出電壓；Rlaod為直流負載值。

圖7 整流天線測試系統

4.2 測試結果

圖8是整流天線在給定條件下，轉換效率和輸出電壓隨輸入功率和直流負載的變化曲線。由圖可知，在一定范圍內，當輸入功率或者負載值增大時，轉換效率會先增大后減小，輸出電壓會逐漸增大。整流天線在輸入功率為10～16 dBm，負載為100～450 Ω的范圍內，轉換效率均高于50%。在輸入功率為16.3 dBm，負載為250 Ω時，轉換效率最高，為71.6%。

圖8 效率和輸出電壓隨輸入功率和負載的變化

圖9給出了轉換效率隨轉動角度的變化曲線，可知在±40°的范圍內，轉換效率均高于50%，但是在±90°的范圍內，轉換效率不如預期，這是由于巴倫的影響，整流天線的軸比相比天線產生了一些惡化，使得當偏轉角度增大之后，效率大幅下降。

圖9 效率和輸出電壓隨角度的變化曲線

表1給出了近幾年相關的整流天線對比，文獻[5], [12]均為線極化，在針對移動目標的WPT領域應用受限；相比文獻[13]-[14]的圓極化整流天線，本文提出的整流天線轉換效率更高。

表1 整流天線對比

5 結論

本文設計了一款S波段圓極化整流天線。

1)該整流天線采用交叉金屬偶極子和CPS傳輸線設計而成，具有低成本，質量輕，半功率波束寬度寬等優點。該整流天線為圓極化整流天線，能夠有效抑制因極化失配帶來的能量損失。

2)該整流天線在輸入功率為16.3 dBm和負載為250 Ω時，轉換效率可達71.6%，在WPT領域具有應用價值。