基于GaN 的輸入諧波控制射頻功率放大器設計

邵煜偉，陶洪琪

(南京電子器件研究所 微波毫米波單片集成和模塊電路重點實驗室，江蘇 南京 210016)

0 引言

隨著電子通信技術的不斷發展，諧波控制射頻功率放大器由于其高效率的特性廣泛應用于航天雷達等領域中。諧波控制是目前提高功放效率的重要技術之一。

由于射頻功率放大器可以看成一個能量轉換器，為了提高功率放大器的工作效率，必須減小晶體管的自身損耗[1]，即令Pdiss=0，如式(1)所示：

傳統的功率放大器是通過減小導通角來減小管耗，進而提升其效率。可以通過進一步控制諧波，使放大器自身的電壓電流波形在一個周期上相互交錯開，從而減小晶體管的損耗以提高功率放大器的效率。比如F 類功率放大器就是通過調節負載諧波阻抗使其在偶次諧波短路，奇次諧波開路，從而形成沒有交疊的方波電壓波形和半正弦波電流波形[2]。常見的高效率功率放大器有E/逆E 類[3]、B[4]/J[5]類、F/逆F 類和S[6]類等。

這些年以來，諧波控制類功放相關的研究愈發得到重視，研究成果眾多。2014 年，NIKANDISH G 設計了一款雙頻F 類功放，工作在5 GHz 和12 GHz，附加效率分別為58%和51%，對應的輸出功率為28 dBm 和26.7 dBm[7]。2017年，MOHADESK-ASAEI S A 設計了一款高效率、高線性的J 類功率放大器，其工作于1.6～2.6 GHz，使用了源阻抗與器件的輸入阻抗共軛匹配，輸出功率為38～39.9 dBm，效率為60%～73%[8]。2020 年，Liu Guohua 設計了一種使二次諧波和三次諧波寬帶相匹配的新型寬帶F 類功率放大器，其工作于1.5～2.6 GHz，飽和輸出功率為10 W，漏極效率為60%～80%[9]。從目前的情況來看，在功率放大器的設計中，諧波控制技術是一項非常重要的技術[10]，但是仍然有不少的提升空間。

本文通過理論分析、負載牽引仿真、大信號仿真和電路設計驗證等幾個步驟，定性地分析了功放設計過程中輸入諧波控制的必要性，同時實現了輸入諧波控制理論在X 波段MMIC 功率放大器設計中的應用[11]。

1 原理分析

不同的輸出電壓電流波形能夠使放大器工作時產生不同量的耗散功率。耗散功率越小，功率放大器能量轉化能力就越強。諧波控制類放大器便是通過對諧波分量的控制，來獲得最佳波形，以提升效率[12]。

就實際器件來說，存在著反饋電容，由于其非線性因素的影響，功放輸出電路特性將受制于輸入電路特性，即輸入諧波成分是決定輸出波形的關鍵因素。所以在諧波類功放設計中，控制輸入諧波阻抗也將是很有必要的。工作在電流源模式下的FET 器件等效電路示意圖見圖1[13]。

圖1 FET 等效電路

當電路處于B 類狀態下時，i(θ)為[14]：

其中，σ0～σ5代表的都是電壓系數。同時，柵-源電壓波形函數Vgs(θ)為:

其中，Vgs0和Vgs1分別是直流電源和基頻電壓幅度。

以此為基礎可推導出式(4)～式(7)：

然后，將具有初始振幅Vgs2和相位為φ2的二次諧波電壓分量添加到晶體管的輸入節點。這種情況下的柵極電壓最終可以表示為:

再將式(2)與式(8)相聯系，可以得出輸入二次諧波電流分量為：

可以看出，由于在晶體管的輸入節點處存在二次諧波電壓，因此產生了更高的諧波電流分量。

而電路的漏級電壓可以寫成：

其中，VDC和Vk分別是直流電源電壓和膝點電壓。而通過負載阻抗牽引調節電路二次諧波的負載阻抗，就可以針對電流諧波含量進行適當的修改，以減小更高的諧波電流分量帶來的影響。

2 功放設計

本文中使用的是南京電子器件研究所的GaN 0.25 μm工藝HEMT 器件，晶體管總柵寬為960 μm(4×4×60 μm)。本文選取的柵壓為-2.7 V，漏壓為28 V。

射頻功率放大器的設計離不開ADS 的仿真[15]，負載阻抗牽引作為一種重要的方法，該方法可以在保證輸入阻抗匹配的同時，通過不斷變化負載阻抗，同時找到有源器件輸出功率最大的輸出阻抗和效率最高的輸出阻抗，本文選取的為效率最高的輸出阻抗。

功放的輸出功率主要取決于有源器件的負載阻抗：通過改變負載阻抗的值來獲得功放不同的性能叫做負載阻抗牽引；同理改變源阻抗的值來獲得功放不同的性能叫做源阻抗牽引。計算機技術的進步和微波EDA 技術的發展，利用ADS 仿真軟件來實現負載牽引無疑是一種非常便捷的選擇。

在做負載牽引仿真時，先得到相應的最佳負載阻抗點，再將這些最佳負載阻抗點帶入對應的源牽引仿真，可以得到器件的源阻抗點。之后再以迭代的方式得出最終的最佳負載阻抗點。圖2 和圖3 以10 GHz 為例展示了負載牽引的結果，m1 為最佳的基波阻抗點。

輸入諧波控制電路設計最重要的是找到最佳的輸入諧波阻抗。功放的效率會隨著輸入諧波阻抗的不同而產生相應的差異。

圖2 4×4×60 μm 管芯10 GHz 基波負載牽引仿真結果

圖3 4×4×60 μm 管芯10 GHz 基波源牽引仿真結果

以相同的方法可以得出8～12 GHz 最佳負載阻抗點，如表1 所示。

表1 8～12 GHz 最佳負載阻抗點

同時，效率對輸入二次諧波阻抗相位較為敏感。這也提醒我們需要精細地調節輸入二次諧波阻抗相位。通過牽引仿真得到了最佳的輸入二次諧波阻抗值，接著加以實現。圖4 以10 GHz 為例展示了最佳的基頻、二次、三次諧波阻抗相位點。

圖4 4×4×60 μm 管芯10 GHz 二次諧波牽引測試結果

輸出匹配網絡(OMN)采用了LC 匹配的方式，但是由于襯底的介電常數較大，導致了輸出匹配網絡的損耗較大，在9～12 GHz 范圍內，輸出匹配網絡有0.55 dB 的損耗,如圖5 所示。

圖5 輸出匹配網絡(OMN)損耗

輸入匹配網絡(IMN)則是在多諧波負載牽引的基礎上，在不同位置添加了三個輸入諧波控制枝節電路，分別位于圖6 中的1、2、3 處。

圖6 射頻功率放大器芯片版圖照片

利用二次諧波控制枝節，可以達到提高射頻功率放大器效率的目的；同時RC 并聯電路則可以提高該電路的穩定性。其中，二次諧波控制枝節可以有效減小輸入二次諧波所造成的影響。整體的射頻功率放大器采用了電抗匹配方式。

3 結果分析

為了驗證前面的分析，設計了X 波段單級MMIC 功放，芯片尺寸2.4 mm×2.8 mm。芯片圖如圖7 所示。

圖7 射頻功率放大器芯片實物照片

該射頻功率放大器芯片的PAE 如圖8 所示。由圖可知，該功率放大器在二次諧波控制枝節的幫助(PAE1)，和未添加二次諧波控制枝節(PAE2)的時候相比，功率附加效率提升了3%～10%。

圖8 射頻功放芯片的功率附加效率

而該射頻功率放大器芯片的輸出功率則如圖9 所示，可以看出，在頻帶范圍內，該功放有最大38.3 dBm的輸出功率。

同理，該單級射頻功率放大器芯片的功率增益如圖10所示，在頻帶范圍內，該功放有最大9.3 dB 的增益。

根據負載牽引的仿真結果，可以證明設計的功放在9.2 GHz～11.3 GHz 范圍內因為諧波控制而實現了效率提升，在10.6 GHz 處達到最佳，且輸入駐波小于2。

4 結論

本文研究了利用輸入諧波控制提高射頻功率放大器的效率，通過諧波負載牽引對南京電子器件研究所的0.25 μm GaN HEMT 器件進行負載牽引仿真，并以此數據設計了一款單級X 波段射頻功率放大器，在9.2 GHz～11.3 GHz 范圍內PAE 最高可達52.88%。

圖9 射頻功放芯片的輸出功率

圖10 射頻功放芯片的增益

同時，在后續的研究中，為了提高負載牽引對晶體管的精度，可以使用基于神經網絡的DynaFET Model 技術，以取得更好的結果。