七通道抗干擾GNSS接收機射頻前端設計*

周建政，李 莉，侯 楊，裴山會，曾敏慧

(中國電子科技集團公司第四十三研究所 微系統安徽省重點實驗室，合肥 230088)

0 引 言

全球衛星導航系統(Global Navigation Satellite System，GNSS)能夠為用戶提供高精度的定位、測速、導航和授時等服務，近年來得到了飛速的發展與廣泛應用，成為了促進和推動社會經濟發展的助推器，更是國防安全的重要保證。但目前的GNSS均存在一些共性問題：衛星下行發射功率低，到達接收機天線的功率僅約-133 dBm[1]；空中電磁環境比較復雜，存在各種潛在的或人為的干擾因素,有時干信比可達85 dBc；導航信號的頻率、調制方式和信號格式都是公開的、固定不變的，易受到人為干擾影響；普通GNSS接收機自身的抗干擾裕度較低，無法對抗強干擾。以GPS(L1)、BDS(B3)D1導航電文、BDS(B3)D2導航電文民用碼為例，接收機的初始抗干擾裕度分別僅約26.86 dB、23.86 dB和13.86 dB，在實際應用中一臺發射功率為瓦量級的小型干擾機就足以使幾十公里范圍內的民用接收機無法正常工作[2]。

近年來，GNSS抗干擾技術的研究深受國內外諸多學者的青睞，主要體現在三個方面[3]：星上抗干擾技術、輔助抗干擾技術及接收機抗干擾技術等。其中，星上抗干擾技術主要體現在衛星的有效載荷，信號體制的設計上。以GPS為例，2018年提供服務的GPS-IIIF在星上抗干擾技術就實現了突破與優化，如增加了信號可靠性等[4]。輔助抗干擾技術主要包括偽衛星技術和組合導航技術等。如文獻[5]利用偽衛星技術解決了室內衛星信號受限而無法定位的問題。慣性導航系統與GNSS組合是目前最常用的組合導航技術。實驗表明[6]，采用深組合系統相對于普通接收機或無輔助的組合導航結構，抗干擾性能可以提高 10～20 dB。近年來，GNSS/無線通信基站組合技術也在一定程度上提高了室內導航信號的質量。

接收機抗干擾技術主要指導航接收機對抗強射頻干擾，是目前GNSS抗干擾的主要研究方向。近年來，發展出了不少的抗干擾方法[7]。接收抗干擾技術本質上是利用導航信號與干擾信號之間的信號特征(如振幅、頻率、時間、空間或極化作用等)差異來完成信號與干擾的分離，從而實現干擾抑制。如基于單天線的信號處理抗干擾技術，由于采用單天線，不具備空間分辨能力，只能依靠時域抗干擾技術和變換域抗干擾技術等來處理某些具有時頻稀疏性的干擾，對多個干擾處理能力不強[8]。而基于天線陣的抗干擾技術主要有空域抗干擾技術和空時自適應處理技術。其中，空域抗干擾技術根據其實現方式的不同可分為空域自適應濾波技術(也稱自適應零陷技術)和波束形成技術。但是，目前 GNSS 抗干擾技術的研究[9-13]，一般針對某些特定類型的干擾展開，尚無通用的可以抑制多種類型干擾的抗干擾技術。

為適應復雜電磁環境應用的需求，級聯/組合不同類型抗干擾技術的研究具有重要意義。同時，隨著各大導航系統的不斷發展，導航衛星數據大幅增加，多標準兼容的GNSS接收技術也是一種極為重要的組合導航抗干擾技術，也是技術發展的必然。

本項目研制了一款七通道抗干擾GNSS接收機，旨在利用多模組合導航抗干擾技術及級聯/組合空域、時域與頻域等多重抗干擾技術來應對復雜電磁環境應用的需求。

1 設計要求

本GNSS接收機的功能框圖如圖1所示，其具有BDS(B3)抗強干擾模式、BDS(B3)普通導航模式和GPS(L1)普通導航模式三種工作模式。為簡潔起見，本文中將BDS(B3)和GPS(L1)分別簡稱為B3和L1，在射頻前端部分分別對應B3七通道抗強干擾下變頻、B3單通道普通導航模式下變頻及L1單通道普通導航模式下變頻。因篇幅所限，本文將重點介紹其中GNSS接收機射頻前端部分的抗干擾技術相關的研究成果，其他內容不作詳述。

圖1 本射頻前端的功能框圖

本射頻前端的抗干擾相關的主要指標如下：

B3抗強干擾模式下變頻部分最大干信比(RJS,max)85 dBc；輸入1 dB壓縮點(IP1dB)≥-30 dBm；通道間隔離度(ISO)≥52 dB；鏡像抑制(RIM)≥60 dBc；通道間匹配性≤±1.0 dB,≤±10°@fc；帶外抑制≥40 dBc@fc±15.5 MHz或≥70 dBc@fc±20.8 MHz。

B3/L1普通導航模式下變頻部分最大干信比(RJS,max)50 dBc；帶外抑制≥40 dBc@fc±15.5 MHz(對于B3和L1),或≥70 dBc@fc±20.8 MHz(對于B3)，或≥70 dBc@fc±29.75 MHz(對于L1)。

2 射頻前端系統結構設計

本射頻前端最終采用了如圖2所示的固定本振一次變頻超外差結構。其中B3抗強干擾下變頻采用固定增益模式，B3/L1普通導航模式下變頻采用自動增益控制(Automatic Gain Control,AGC)模式。

圖2 接收機射頻前端系統結構框圖

3 導航接收機射頻前端抗干擾設計

3.1 接收機抗干擾設計整體方案

接收機在實際工作中受到的干擾，不管是潛在干擾還是人為干擾，均可歸為帶內干擾或帶外干擾，也可根據干擾信號帶寬分為窄帶干擾與寬帶干擾。隨著GNSS面臨電磁環境復雜程度的增加，在不增加天線陣陣元個數的前提下，單獨運用時域、頻域、空域及空時域抗干擾技術時，其局限性越來越明顯。因此，需要根據系統應用場景來設計抗干擾方法和指標。

本接收機中，為提高接收機對抗多種共存干擾的能力，采用了多域級聯/組合抗干擾技術及多模組合抗干擾技術，并通過綜合天線、射頻下變頻、數字基帶處理等各階段的特性來完成干擾抑制。

首先，利用天線陣數字波束形成技術，并根據衛星信號、干擾以及多徑的不同空域特征自適應地調整陣列加權，使陣列方向圖形成指向有用信號方向的主波束，并在干擾或多徑方向產生“零陷”，達到增強有用信號、抑制與有用信號方向不同的各類干擾及多徑的目的，即實現空域濾波。其對帶外干擾與帶內干擾均有效，對窄帶干擾與帶寬干擾亦均適用，但其無法區分和期望信號來向相同或者相近的干擾信號。

然后，通過頻域濾波來抑制進入接收系統的窄帶帶外干擾，但由于其不適用于帶內干擾與寬帶干擾，故需要射頻前端具有良好的線性度來提高接收機的抗干擾能力。

最后，對于進入系統的殘余窄帶干擾，利用窄帶干擾信號和GNSS信號在時域相關性方面存在的巨大差異，用時域濾波技術來做進一步的抑制。由于時域濾波主要是在基帶完成，本文中不作詳述。

由于本系統中綜合了空域濾波、頻域濾波和時域濾波三種技術，實現優勢互補，因此可獲得更佳的抗干擾性能。對于射頻前端本身而言，抗強干擾通道的抗干擾性能取決于射頻鏈路的線性度、帶外抑制特性、通道匹配性和通道間隔離度等。而對于普通導航通道而言，借助于電路自身的線性度、帶外抑制特性和AGC來獲得一定的抗干擾能力。同時，通過多模組合抗干擾技術來提高導航接收機的整體抗干擾能力與可用性。

3.2 天線陣列設計

理論上N陣元天線陣列有N-1個自由度，最多產生N-1個零陷，可以抑制N-1個干擾[14]。同時，陣元數目越多，所形成的天線波束主瓣寬度會越窄。但是陣元數目越多，系統構成就會越復雜，設備造價就會越高，重量、體積和功耗都會加大。依據設計需求并對以上因素折中考慮，本項目中采用了如圖1所示的七陣元均勻圓陣天線，在理想情況下可以將接收機的抗干擾能力提高至少40 dB[15]。

3.3 射頻前端的高線性度設計

射頻前端的高線性度是抗強干擾的前提條件，其必須保證在規定的應用場合中，前端各級器件在受到干擾的情況下依然能正常工作在線性狀態，且中頻輸出功率滿足ADC的輸入電平要求。顯然，射頻前端的線性度指標要求取決于系統的抗干擾需求。

射頻前端的線性度可用兩項指標來描述：1 dB壓縮點(P-1 dB)和三階交調失真(IMD3)。其中，P-1 dB描述的是電路的大信號非線性特性。要求各級電路的輸入總功率小于該級電路的IP1dB并留有一定裕量，以確保各級電路均工作在線性狀態。而IMD3則描述的是電路的小信號非線性特性，表征接收機的非線性失真特性。系統要求當輸入一對特定功率(即系統需要接受的最大干信比(RJS,max)對應的帶內干擾信號功率)與頻率間隔的雙音信號，其產生的三階交調項(PIM3)小于輸出噪底(Nout)。該值表征了當接收機接收到一個小功率的輸入信號時，在保證能夠輸出滿足信號質量要求的信噪比的前提下，能容忍的最大帶內干擾信號功率。因此，在導航接收機中需要重點考慮IMD3指標。

已知

IMD3(d)=Pout-PIM3。

(1)

式中：Pout是輸出信號功率。經推導，可得

Pin，max=(2OIP3-3G+Nout)/3=

(2OIP3-2G+KTBRF+NF)/3

(2)

式中：Pin,max是最大輸入信號功率，OIP3是射頻前端的輸出三階交調截點，G是鏈路增益，K是波爾茲曼常數，T是絕對溫度，BRF為信號帶寬，NF是射頻前端的噪聲系數。反之，可得

OIP3=(3Pin,max-KTBRF-NF]/2+G,

(3)

IMD3≥Pin,max-KTBRF-NF。

(4)

已知抗強干擾模式下RJS,max為85 dBc，普通導航模式下RJS,max為50 dBc，并設定NF=2.5 dB時，對于B3抗強干擾、B3普通導航模式和L1普通導航模式來說，理論計算需要IMD3分別大于等于53.25 dBc、18.25 dBc、28.25 dBc。實際工程設計中，IMD3的設計值還將留有一定裕量。

由于抗強干擾通道較普通通道具有高得多的線性度要求，限于篇幅，本文僅介紹抗強干擾通道的線性度設計。為方便討論，在此將抗強干擾通道簡化為圖3所示模型。模型中標明了各級器件的特性，如增益、IP1dB及OIP3等，各節點的信號定義如表1所示。

圖3 抗強干擾通道簡化模型[16]

表1 模型中各節點的信號定義

在射頻鏈路設計時，通常混頻器的可選性較少，因此，先選定混頻器，可得G2=-7.4 dB,IP1dB-2=21.0 dBm,OIP3-2=24.6 dBm。

下面推導第1、3級電路的線性度指標需求。

(1)對中頻輸出功率的限制。無干擾時，中頻輸出功率需大于A/D采樣的最低信噪比要求的最低采樣功率Pmin的i倍，即

Pin-2×G1×G2×G3≥i×Pmin。

(5)

存在強干擾時，為避免限幅失真，要求中頻輸出功率小于A/D滿幅采樣功率Pmax的1/j，即

Pin-3×G1×G2×G3≤Pmax/j。

(6)

已知所選ADC的Pmax=12 dBm，Pmin=-64.45 dBm,Pin-2=-103.75 dBm，Pin-3=-48 dBm，因此，得

i×j≤(Pin-1/Pin-3)/(Pmin/Pmax)=117.46=20.7 dB。

在滿足系統線性度要求的前提下，為降低系統功耗，令j=12 dB,i=8.7 dB。

(2)為確保每一級電路均工作在線性狀態，要求每一級的輸入總功率較該級電路的IP1dB小5 dB。即IP1dB-l-P(l-1)-3≥5 dB，其中，l=1,2,3。

(3)為滿足后端抗干擾處理對射頻前端提出的信噪比要求[16]，要求每一級輸出的干擾產生的三階交調分量(PIM3-l)較噪聲功率(Pl-2)小ndB，即Pl-2-PIM3-l≥nl，其中，l=1,2,3。且三階交調分量PIM3-l包括本級輸入干擾信號產生的三階交調分量和上一級產生的三階交調分量經過本級放大后的輸出。

令(Pout-Pnoise)=c，已知(Pout-PIM3)=IMD3，得(Pnoise-PIM3)=(IMD3-c)=n，其中Pout為輸出干擾功率，c為某一常數。由于在射頻鏈路中，越往后級，IMD3越小，則對應的n越小。在此，令n1=18 dB、n2=16 dB和n3=9 dB。

(7)

為方便計算，式(7)在以下計算中取“=”，且PIM3-0=0 mW。因此，有

(8)

(9)

可得

G3≤(Pmax-j-Pin-3-G1-G2)=13.44 dB。

由式(8)可得

(10)

由式(10)可得

由上述推導可知，在給定混頻器時的線性度工程設計結果如表2所示。其中，第一級電路內部包含有兩級放大器，其線性度指標分配方法同上，在此不再詳述。

表2 在給定混頻器時的線性度工程設計結果

3.4 射頻前端的帶外抑制規劃

眾所周知，射頻前端的帶外抑制特性主要由濾波器來決定。工程實踐中，因缺乏合理的指導原則，往往將帶外抑制指標提得很高，從而導致帶外抑制指標存在過度設計，不僅會導致濾波器的體積、設計難度和成本增大，同時群時延和插損特性也會惡化，這顯然不符合導航接收機對高精度、低成本的需求。因此，本射頻前端的帶外抑制規劃就是在統籌考慮前端鏈路和器件本身，兼顧后端A/D采樣和基帶處理算法對前端提的要求，折中考慮帶外抑制指標與群時延特性等基礎上，根據整機應用需求，合理設計前端鏈路總的帶外抑制指標，并將總的帶外抑制指標合理地分配到鏈路的各級濾波器中。為此，從帶外抑制的角度，將導航接收機一次下變頻射頻鏈路簡化建模，如圖4所示。其中，Pin-1、Pin-2和Pin-3分別為接收機射頻前端接收到的導航信號功率、輸入噪聲功率、輸入的帶外干擾功率，單位均為dBm。

圖4 航接收機一次下變頻射頻鏈路簡化模型

下面，我們從幾個方面來規劃射頻前端鏈路的帶外抑制指標。

(1)帶外干擾不能使射頻前端各級器件飽和，即輸入干擾功率應低于各級器件的IP1dBkdB，即

R1≥Pin-3+k-IL1-IP1dB-1,

(11)

(R1+R2)≥Pin-3+k+G1-(IL1+IL2)-IP1dB-2,

(12)

(13)

(2)接收機中頻輸出端的帶外干擾功率低于帶內噪聲功率ndB，這是后端抗干擾算法對帶外干擾功率提出的限制。

(3)防止中頻采樣混疊。由采樣定理可知，理論上，抽樣序列無失真地重建原始信號的前提是采樣延拓邊帶之間永不重疊或交叉。但工程實踐中，濾波器的矩形系數肯定大于1，延拓邊帶之間肯定會交叉，如圖5所示。因此，需要控制這個交叉點電平與通帶電平之間的差值，以對混疊帶寬進行抑制，才能向基帶輸出滿足信號質量要求的信號。

圖5 中頻采樣混疊原理

在此，帶外抑制至少可細化為兩個具體要求：一是≥δ1dBc@f≤fs/2 &f≥fs;二是≥δ2dBc@f≤fs-fIF+B/2 &f≥2fs-fIF-B/2，其中fs是采樣頻率，fIF是中頻信號的中心頻率，BIF是中頻帶寬。

(4)對某些特定帶外干擾的抑制要求,如接收機的鏡像抑制大于ξdB。

(5)由于射頻前端的群時延非理想特性會影響接收機的測量精度[17]，因此，射頻前端設計的通道帶寬應大于信號所需寬度，使信號主瓣遠離濾波器通帶邊沿，從而優化射頻前端的群時延特性。

上述準則(1)～(5)即為接收機射頻前端帶外抑制規劃的主要方法。根據本應用的實際情況，設k≥6 dB,δ1≥40 dB,δ2≥65 dB,ξ≥60 dB。

在進行系統帶外抑制指標規劃與分配時，不僅要考慮上述準則，還需折中考慮實際工程應用的其他情況，如各級濾波器的實現難度、體積與成本等。根據以上規劃要求，將本項目中的濾波器帶外抑制指標規劃如圖6～8所示。綜上所述，理論上，本射頻前端的帶外抑制性能如表3所示。

圖6 B3抗干擾模式通道鏈路設計

表3 本射頻前端的帶外抑制性能預計

3.5 接收機射頻前端鏈路設計

根據3.1～3.4節所述的理論分析與設計結果，可將該射頻前端的鏈路設計如圖7～9所示，其中B3抗干擾通道的鏈路性能預算如圖9所示。普通導航模式通道的鏈路預算類似，不作詳述。

圖7 B3普通通道鏈路設計

圖8 L1普通導航模式通道鏈路設計

圖9 B3抗干擾通道鏈路性能預算

3.6 其他與抗干擾特性相關的設計

(1)陣列通道失配是GNSS接收機數字波束形成技術在工程實現中必須要考慮的問題[18]。通道失配主要指通道間幅相一致性。在本產品設計過程中，盡可能地保持各通道器件、電路和版圖等各方面設計的一致性，并輔助一定的幅相調試手段來保證通道間的良好匹配性。

(2)多通道間的信號泄露也會對抗干擾性能產生影響。由于系統對通道間隔離度的要求與三階互調抑制參數的推算方式基本一致[2]，本文不作詳述。本產品中通道間隔離主要通過以下措施來實現：一是設計金屬屏蔽腔來實現各通道間、各功能模塊間的物理隔離；二是產品內部各功能模塊采用獨立供電，同時借助電源濾波、電源去耦、磁珠等來消弱因電源網絡而引入的串擾；三是實現整個產品的輸入/輸出地與基板地的良好連接與連續。

4 產品實物及實測結果

產品實物照片如圖10所示，部分核心技術指標的測試結果如圖11～13所示，主要參數的實測結果如表4所示。

圖10 產品實物照片

圖11 B3抗干擾通道IMD3測試曲線

圖12 B3抗干擾通道帶外抑制測試曲線

圖13 B3普通下變頻IMD3測試曲線

表4 產品主要參數的實測結果

根據圖11所示測試結果與公式(2)可得，本產品的實際RJS,max達84.3 dBc，與設計預期(85 dBc)非常吻合，在設備的測試誤差范圍之內，而文獻[15]中同類產品的RJS,max僅為65 dBc。

5 結 論

由于目前的GNSS普遍存在先天性抗干擾能力弱的缺陷。近年來，GNSS抗干擾技術的研究深受國內外諸多學者的青睞，也獲得了很多的研究成果，但是目前的研究成果一般針對某些特定類型的干擾展開，尚無通用的可以抑制多種類型干擾的抗干擾技術。

在本文設計接收機中，為提高GNSS接收機對抗多種共存干擾的能力，采用了空域、頻域及時域多域級聯/組合抗干擾技術及多模組合抗干擾技術，并通過綜合天線、射頻下變頻、數字基帶處理等各階段的特性來最大限度的提高系統的抗干擾能力。同時，通過理論推導，獲得一套從需求分析反向推導最佳系統設計參數的設計方法。

基于本文設計方法設計的產品，通過投產和測試，測試結果與理論預計非常吻合，證明該套設計方法有效可行。與現有文獻相比，本文的理論分析更為透徹，實用性、可操作性更強，并具有良好的普適性，對指導相關產品的設計具有理論指導與實用參考的意義與價值。通過該方法可設計出滿足技術要求的高性價比產品，但是產品的抗干擾性能是否先進，并不取決于該設計方法，而取決于技術需求。若應用場合的電磁環境復雜，抗干擾需求提得高，相應產品的抗干擾能力水平就會高一些；若應用場合的電磁環境尚可，就不必將技術要求提太高。

值得說明的是，由于本接收機的應用場合電磁環境復雜，因此，對抗干擾能力提出了較高的要求，通過與同類產品對比，及整機試驗測試，證明本產品的抗干擾能力具有一定的先進性。