一種輸入并聯輸出串聯模塊化LCC諧振變換器

楊曉光 ，李宇麒 ，高正 ，席利根 ，溫靜

（1.省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室（河北工業大學），天津 300130；2.河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室（河北工業大學），天津 300130）

高壓DC-DC變換器具有廣泛的應用范圍，如激光器、X射線電源、分析儀器與靜電除塵等領域[1-4]。串并聯諧振式（LCC）變換器拓撲由于其自身的軟開關能力和升壓特性，廣泛應用于高壓變換器中[5]。高壓變換器一般由高頻DC-AC逆變器、諧振腔、高壓變壓器和整流器組成，其中變壓器是DC-DC變換器的關鍵部分，是實現更高電壓等級和更高功率等級的瓶頸[6-7]。因此，為了降低單個變壓器的電壓應力，通常采用后級添加倍壓電路（CW全波倍壓電路、單極性半波倍壓電路等）或多個子模塊串并聯的方法構成不同類型的高壓DC-DC變換器，以滿足高輸出電壓和高額定功率值的要求[8-10]。在這些類型的變換器中，輸入并聯輸出串聯（IPOS）模塊化DC-DC變換器具有子模塊組合靈活的特點，因而能夠產生更高的功率或更高的輸出電壓。然而，各模塊的器件參數難以達到完全一致，尤其是高壓變壓器的分布參數可能存在較大差異。模塊間參數的差異可能會嚴重影響各模塊之間的均壓，因而限制了IP?OS DC-DC變換器的應用。為了保證變換器的可靠工作，必須確保各模塊的輸出電壓均衡[11]。

目前解決模塊間均壓問題的方法一般是通過主動的控制措施，例如：文獻[12]提出了一種最大電壓均壓法，即以最大的輸出電壓為參考調節各模塊輸出電壓；文獻[13]提出了一種主從控制策略和分布式電壓控制器來實現輸出功率的均衡，另外還有同時控制均壓均流的雙環控制法[14]等。這些控制策略，都需要在各模塊上配置電壓或電流檢測裝置，增加了電路的復雜性，降低了系統的整體可靠性[15]。針對這一問題，本文提出了一種具有自動均壓輸出特性的IPOS模塊化LCC變換器，不需要添加外圍控制電路和復雜的控制算法即可實現模塊間自動均壓。

1 變換器結構和工作原理

為了便于分析，本文以兩模塊為例給出所提出的IPOS變換器，其電路拓撲如圖1所示。對比傳統IPOS變換器[16-17]，新型拓撲是在傳統拓撲的基礎上，將兩個模塊的整流輸出電路交錯連接，以實現均壓的目的。在模塊1（圖1 Module-1）中，Qi，1（i=1，2，3，4）為4個開關管；Di，1（i=1，2，3，4）為其寄生二極管；Ls，1，Cs，1，Cp，1，Tr1分別為串聯電感、串聯電容、并聯電容和變壓器；DRi，1（i=1，2，3，4）為整流電路的4個二極管；Co，1為輸出濾波電容；變壓器變比1：k1；Io，1為輸出電流。模塊2（圖1的Module-2）中的各個參數定義相同。

圖1 提出的IPOS變換器電路拓撲Fig.1 Topology of the proposed IPOS converter

本文以兩模塊串聯電容Cs參數不一致（Cs，1＜Cs，2）為例，來分析參數差異對均壓特性的影響。假設LCC變換器工作于第一種電感電流斷續模式（discontinuous current mode 1，DCM1）[18]，則IP?OS變換器的主要波形如圖2所示。由于1個周期內前半周期[t0≤t＜t4]與后半周期[t4≤t＜t8]的電路特性對稱，因而只給出前半周期的等效電路（見圖3～圖9）和模態分析。

圖2 在Cs參數差異情況下提出的變換器主要波形Fig.2 The key waveforms of the proposed converter when the modules having different values of Cs

1）模態 1[t0≤t＜t1]：模態 1 的等效電路圖如圖3所示。在t0時刻之前各模塊的串聯諧振電流ir，j（j=1，2）為零，所以t0時刻開關管Q1，j和Q4，j零電流開通。ir，j流經 Q1，j，Cs，j，Ls，j，Trj，Q4，j，此時，Ls，j和 Cs，j兩元件諧振。整流二極管 DR1，j，DR4，j導通，并聯諧振電容 Cp，j上電壓 VCp，j被輸出電壓鉗位在 Vo，j∕kj，兩模塊分別向各自的副邊濾波電容傳能。

圖3 模態1（t0—t1）Fig.3 Mode 1（t0—t1）

2）模態2[t1≤t＜t1']：模態2的等效電路圖如圖4 所示。由于 Cs，1＜Cs，2，模塊 1 諧振電流 ir，1必先于模塊2諧振至過零點（即t1時刻）。t1時刻之后，ir，1反向增大，流經 D4，1，Cp，1，Ls，1，Cs，1，D1，1，此時，Ls，1，Cs，1和 Cp，1三元件諧振。Cp，1通過 ir，1放電，VCp，1從 Vo，1∕k1下降。模塊1的諧振能量流向電源側，副邊二極管均截止，Tr1原副邊之間不再有能量傳遞，Co，1向負載供電。而模塊2仍重復模態1的過程向 Co，2傳能。

圖4 模態2（t1—t1'）Fig.4 Mode 2（t1—t1'）

3）模態3[t1'≤t＜t2]：模態3的等效電路圖如圖5所示。在t1'時刻，模塊2諧振電流ir，2正向諧振至零，之后反方向增加，流經 D4，2，Cp，2，Ls，2，Cs，2，D1，2，此時，Ls，2，Cs，2和 Cp，2三元件諧振。Cp，2通過ir，2放電，VCp，2從 Vo，2∕k2下降。模塊 1 的諧振能量流向電源側，副邊二極管均截止，Tr2原副邊之間不再有能量傳遞，Co，2向負載供電。而模塊2仍然重復模態 2 的過程。此時，負載由 Co，1和 Co，2共同供電。

圖5 模態3（t1'—t2）Fig.5 Mode 3（t1'—t2）

4）模態4[t2≤t＜t2']：模態4的等效電路圖如圖6所示。t2時刻，模塊1的并聯諧振電容Cp，1兩端電壓達到-Vo，2∕k1，整流二極管 DR2，1，DR3，1導通，此后 VCp，1被鉗位至-Vo，2∕k1。諧振電流 ir，1流經 D4，1，Ls，1，Cs，1，Tr1，D1，1，此時，Ls，1和 Cs，1兩元件諧振。模塊1諧振網絡的能量通過模塊2的電容向負載側傳遞能量，實現了兩模塊間能量的交換。模塊2仍重復模態3的過程。

圖6 模態4（t2—t2'）Fig.6 Mode 4（t2—t2'）

5）模態5[t2'≤t＜t3]：模態5的等效電路圖如圖7所示。t2'時刻，模塊 2 的并聯諧振電容 Cp，2兩端電壓也達到-Vo，1∕k2，整流二極管 DR2，2，DR3，2導通，此后 VCp，2被鉗位至-Vo，1∕k2。此時，模塊 2 諧振網絡的能量通過模塊1的電容向負載側傳遞能量，也實現了兩模塊間能量的交換。模塊1仍重復模態4的過程。這樣，模塊1向Tr2副邊供電，模塊2向Tr1副邊供電，實現了能量的交換。

圖7 模態5（t2'—t3）Fig.7 Mode 5（t2'—t3）

6）模態6[t3≤t＜t3']：模態6的等效電路圖如圖8所示。t3時刻，模塊1的諧振電流ir，1諧振至零，由于 Q1，j和 Q4，j已經在 t1'—t3時間段內零電壓關斷，t3時刻之后，ir，1保持為零，Tr1原副邊之間不再有能量傳遞，Co，1向負載供電。模塊2仍重復模態5的過程。

圖8 模態6（t3—t3'）Fig.8 Mmode 6（t3—t3'）

7）模態7[t3'≤t＜t4]：模態7的等效電路圖如圖9 所示。t3'時刻，模塊 2 的諧振電流 ir，2也諧振至零。同理，t3'時刻之后，ir，2保持為零，Tr2原副邊之間不再有能量傳遞，Co，2向負載供電。模塊1仍重復模態 6 的過程，此時，負載側由 Co，1和 Co，2共同供電。

圖9 模態7（t3'—t4）Fig.9 Mode 7（t3'—t4）

2 均壓性能分析

由模態分析和圖2的輸出電流波形可知，一個周期內：模塊1在t0—t1和t6—t7時間段內，向模塊1的等效負載傳能；而在t4—t5和t2—t3時間段內，向模塊2的等效負載傳能。反之，模塊2在t4—t5'和t2'—t3'時間段內，向模塊1的等效負載傳能；而在t0—t1'和 t6'—t7'時間段內，向模塊 2 的等效負載傳能。可見，新型變換器的整流電路不同于傳統IP?OS變換器橋式整流電路的傳能方式，其利用兩模塊交替向自己和相鄰的等效負載傳能的特點，使得模塊間的等效負載在模塊間參數不一致時也能趨于均衡，從而能夠實現輸出均壓。

為了進一步說明其均壓特性，本文采用狀態空間平均法[15]對所提出的變換器進行了分析。

令Tab（T01，T11'，T1'2，…，T7'8）表示各模態的時間間隔。1個周期內的各個工作模態中，IPOS變換器的電路狀態都可以用一系列線性狀態空間方程來表示。如圖3～圖9所示，該變換器1個周期內有14個工作模態，其相應的狀態空間方程組為

式中：m為輸入獨立電源與狀態變量的線性組合而成的矩陣；A1～A14為各個工作模態的系統矩陣，與電路拓撲有關，可分別列出。

對狀態空間方程組進行平均運算，即有==?，可具體展開為

令Ts為1個開關周期，則可表示為

由于1個周期內狀態變量的平均值等于零，即=0，==0，==0，將其代入式（2），可得：

由圖2可知，各單模塊LCC的模態轉換時間（Tab）可由電路參數表示，其中T03=T47，T03'=T47'，T01=T45，T67=T23，T01'=T45'，T67'=T23'，將其代入式（4）中，即可解得=。這說明當兩模塊間參數不一致時，輸出電壓總能在穩態時達到均衡。

3 實驗

本文試制了一臺兩模塊樣機，用于對比測試傳統IPOS變換器與所提出變換器的性能。通過改變后級整流塊的連接方式，其它方面都相同，即可實現兩種變換器之間的切換。

變換器的基本參數為：輸入電壓Vin=25 V，輸出功率 Po=400 W，各模塊的諧振參數為 Ls，1=Ls，2=3 μH，Cs，1=Cs，2=5 μF，Cp，1=Cp，2=2.1 μF，變壓器變比k1=k2=7.5，開關頻率fs=20kHz。變換器無外圍控制電路，驅動脈沖由型號為TMS320F28335的DSP產生。

對傳統變換器與新型變換器在兩模塊間參數不一致情況下進行測試：1）Cs，1=5 μF，Cs，2=4 μF情形；2）k1=7.8，k2=7.2 情形；3）Cs，1=5 μF，k1=7.8；Cs，2=4 μF，k2=7.2 情形。圖 10 為 Cs，1=5 μF，Cs，2=4 μF時兩種變換器實驗波形。

圖10 Cs，1=5 μF，Cs，2=4 μF 時兩種變換器實驗波形Fig.10 Experimental waveforms of the two converters in the case of Cs，1=5 μF and Cs，2=4 μF

圖11為當k1=7.8，k2=7.2時，兩種變換器實驗波形。

圖11 k1=7.8，k2=7.2時兩種變換器實驗波形Fig.11 Experimental waveforms of the two converters in the case of k1=7.8 and k2=7.2

圖 12為 Cs，1=5 μF，k1=7.8；Cs，2=4 μF，k2=7.2時兩種變換器實驗波形。

圖12 Cs，1=5 μF，k1=7.8；Cs，2=4 μF，k2=7.2時兩種變換器實驗波形Fig.12 Experimental waveforms of the two converters in the case of Cs，1=5 μF，k1=7.8 and Cs，2=4 μF，k2=7.2

由圖10～圖12可知，模塊間的參數差異無論是對傳統變換器還是新型變換器中的諧振電流影響不大。然而，傳統變換器中子模塊的輸出電壓受參數差異影響較大，模塊間電壓不均衡現象嚴重，相比之下，新型變換器則擁有良好的輸出均壓特性。

圖10～圖12中的子模塊輸出電壓值如表1所示。

表1 傳統變換器與新型變換器的模塊輸出電壓Tab.1 Output voltage of module converters for conventional converter and proposed converter

圖13為所提出的變換器在圖12參數配置下受輸入電壓Vin或負載Ro的階躍擾動時兩模塊輸出電壓的暫態波形，其中，圖13a為Vin從25 V突變至19 V時，輸出電壓的暫態波形；圖13b為Ro從60 Ω跳變至100 Ω時，輸出電壓的暫態波形，tr時刻表示發生階躍擾動，tp時刻表示輸出電壓達到最大超調量，ts時刻表示輸出電壓達到穩態。

圖13 新型變換器的暫態特性Fig.13 Transient response of the proposed converter

由圖13可知，圖13a在Vin突變下的暫態調節時間為47 ms，輸出電壓波動為23 V，并無超調；圖13b在Ro突變下的暫態調節時間為45 ms，輸出電壓波動27 V，最大超調量6 V，峰值時間22 ms。由圖13可以看出，新型變換器在多種參數差異下，受到輸入電壓Vin的階躍突變或是負載電阻Ro的階躍突變時，都可以達到穩態，這說明所提出的變換器整體是穩定的。并且，在暫態過程（tr—ts）中仍沒有出現輸出電壓失衡的現象，而文獻[12-14]雖然通過控制策略也能在較短的調節時間內達到模塊間均壓，但在動態調節過程中不能保持模塊間電壓的均衡。

4 結論

本文提出了一種具有自動均壓輸出特性的IPOS模塊化LCC DC-DC變換器，即使模塊間存在較大的參數差異，該變換器也能在輸入電壓突變或負載突變的情況下實現均壓。該變換器有效地克服了傳統變換器額外控制措施所帶來的電路復雜性，提高了電路穩定性和可靠性。該變換器的特點使之可應用于高壓電源。