一種振動傳感器帶內不平度補償方法*

郭 濤，張麗梅，馮玉志，暢彥祥

(1.中北大學電子測試技術國家重點實驗室，山西 太原030051；2.北京宇航系統工程研究所，北京100076；3.陸軍裝備部駐北京軍事代表局某代表室，北京100076)

航天器在飛行過程中伴隨著劇烈的振動，而劇烈的振動會破壞航天器的運行狀態甚至縮短設備的使用壽命。 實時監測航天器的振動響應能夠相對準確反映航天器的運行狀態。 因此，采集必要的結構振動信息成為航天器飛行過程健康監測中的重要環節[1-4]。

作為航天器狀態和性能監測的重要工具，振動傳感器的性能指標直接影響著航天器高精度的發展。 振動傳感器技術指標包括靈敏度、線性度、遲滯、重復性、頻響范圍、帶內不平度等，每一個指標的好壞都直接影響振動傳感器的整體測量精度。 傳感器性能的優化可以通過傳感器調理電路設計、傳感器敏感芯體結構優化等方法來實現[5-8]。 本文針對1221L-1K0 型號加速度傳感器在4 kHz 附近頻率“上翹”，帶內不平度不滿足小于1 dB 使用要求的問題，提出一種帶內不平度補償方法，補償后的振動傳感器經試驗測試標定，帶內不平度小于1 dB。

1 系統硬件組成

振動傳感器系統由1221L-1K0 加速度傳感器、放大電路、濾波電路、帶內不平度補償電路、輸出飽和控制電路、電源電路以及輸入輸出接口電路構成，其系統框圖如圖1 所示。

圖1 振動傳感器系統結構

1221L-1K0 加速度傳感器將感受到的加速度信號轉化為電壓信號，經過放大、濾波后再經過帶內不平度補償電路，將4 kHz 附近上翹部分補償平坦，使最終輸出的信號在4 kHz 通帶內不平度小于1 dB。 當傳感器輸出異常時，輸出飽和控制電路能保證其最終輸出的電壓在技術指標規定的范圍內。

1.1 1221L-1K0 加速度傳感器

1221L-1K0 加速度傳感器是SILICON DESIGN公司研制生產的電容式加速度傳感器，該傳感器具有抗沖擊能力高、噪聲低、穩定性好的特點，量程為±1 000 gn，靈敏度為2 mV/gn，抗沖擊能力大于2 萬gn，具有從直流開始的極低頻率響應，常被用于航空航天領域的振動測量[9]。

1221L-1K0 加速度傳感器芯片的頻率響應范圍為0～4 kHz 內小于3 dB，隨機選取其中4 只傳感器，如圖2 所示，編號分別為506933、506935、506937 和506917，依次記為樣本(a)～(d)，其頻率響應曲線分別如圖3(a)～3(d)所示，部分頻率點的帶內不平度見表1(參考頻率100 Hz)，可見傳感器在4 kHz 頻率點帶內不平度在1 dB～3 dB 范圍內。 為了滿足航天某型號4 kHz 內小于1 dB 的使用需求，對其進行補償設計。 根據芯片資料[10]，其外圍電路如圖4 所示。

圖2 1221L-1K0 加速度傳感器實物圖

表1 補償前傳感器帶內不平度 單位:dB

圖3 1221L-1K0 加速度傳感器頻響曲線

圖4 1221L-1K0 加速度傳感器外圍電路

1.2 信號調理模塊部分電路設計

信號調理模塊對1221L-1K0 加速度傳感器輸出的信號進行處理，主要包括放大電路、濾波電路、輸出飽和控制、電源電路等模塊。

1.2.1 放大電路設計

1221L-1K0 加速度傳感器為差分輸出，所以使用AD623 儀表放大器對信號進行放大，同時在儀表放大器的VREF端提供2.5 V 基準電壓，將輸出信號調整為2.5 V 基準，滿量程輸出范圍為0 ～5 V 的信號。AD623 的放大倍數計算公式見式(1)，1221L-1K0 本身的輸出范圍是0.5 V ～4.5 V，計算得放大倍數為1.25 倍，放大電阻RG選用400 kΩ 精度為1%的金屬膜精密電阻。 放大電路如圖5 所示[11]。

式中:G 為放大倍數，RG是用來調節放大倍數的放大電阻。

圖5 放大電路

1.2.2 濾波電路設計

濾波電路采取低通濾波對信號進行4 kHz 低通濾波處理，濾除高頻干擾成分。 濾波芯片采用MAXIM 公司的MAX291，它為巴特沃斯八階低通濾波器，該類型濾波器增益穩定，適用于整個通頻帶內增益恒定的場合[12]，符合設計要求。 圖6 為低通濾波電路，通過調節外部電容Cosc來調整其截止頻率，計算公式為:

式中:fclock為時鐘頻率，fc為截止頻率，K 為時鐘頻率和截止頻率之比，且K ＝100。 經過計算與實驗，4 kHz 截止頻率所需Cosc容值約為80 pF，設計中使用CO1和CO2并聯得到80 pF。

圖6 低通濾波電路

1.2.3 輸出飽和控制電路

輸出端使用MM3Z5V6 穩壓二極管進行鉗位保護，當輸出電壓在大于5.6 V 時，穩壓二極管將輸出電壓穩到5.6 V，使其不會對后續電路因電壓過大而損壞。 輸出飽和控制電路如圖7 所示。

圖7 輸出飽和控制電路

1.2.4 電源電路

系統所使用外部供電為+15 V 電壓，用來給運放供電，AD623、MAX291 和1221L-1K0 芯片均為5 V 供電，故選用LT1761-5.0 轉為+5 V 給芯片供電，同時使用LM136-2.5V 將電壓轉換為2.5 V 給1221L-1K0和AD623 提供基準電壓。 查詢主要器件耗電電流，設計中使用2 個LT1761-5.0 芯片并聯可滿足系統供電。 供電模塊前后級均使用貼片陶瓷電容進行濾波，使電源抗噪聲能力增加，系統壽命更持久。

1.3 帶內不平度補償電路設計

經過研究1221L-1K0 加速度傳感器的頻率響應曲線，它在1 kHz～4 kHz 呈緩慢上翹趨勢，其上翹速度與一階低通濾波電路的衰減速度接近，故選用一階低通濾波器對其進行補償，一階無源RC 濾波電路簡單，但帶負載能力差[13]，故本設計采用一階低通有源濾波電路，電路設計如圖8 所示，為了使其同時具有放大功能，把電壓跟隨器設計為同相比例運算電路。

圖8 一階低通有源濾波電路

根據1221L-1K0 傳感器的補償需求，截止頻率在4 kHz 下降1 dB～3 dB，首先選取C 的值，C 值不宜過大，一般≤1 μF，本設計中，選取C 值為0.01 μF，經過計算和仿真，要使4 kHz 附近衰減1.18 dB、1.50 dB、1.31 dB 和1.12 dB，R 值的選取分別為2.2 kΩ、2.52 kΩ、2.33 kΩ 和2.14 kΩ，Multisim 軟件中的仿真結果如圖9(a)～9(d)。 本設計中因前端已有儀表放大電路，故該補償部分不需要再次放大，設計中選用R9為1 kΩ，R8為510 kΩ。

圖9 低通濾波電路仿真圖

2 實驗

使用B＆K 3629 傳感器校準系統對四個調理補償后的傳感器進行10 Hz～6 kHz 掃頻標定，得到的掃頻曲線分別如圖10(a)～10(d)，選取部分頻率點的帶內不平度如表2 所示，可見，補償調理后的傳感器在4 kHz 內不平度小于1 dB(參考頻率100 Hz)，滿足設計要求。

圖10 補償后的掃頻曲線

表2 補償后傳感器帶內不平度 單位:dB

3 結語

本文以1221L-1K0 加速度傳感器為例，詳細說明了它在4 kHz 附近的帶內不平度補償方法。 通過Multisim 對補償方法進行仿真驗證，補償設計只需根據4 kHz 點的衰減情況進行分析計算，選取適當的阻容值，并根據傳感器實際的“上翹”速度決定其補償電路選用的階數。 對其中4 只傳感器進行試驗測試，測試結果表明此方法有助于帶內不平度補償的設計。 同時，該方法同樣適用于類似加速度傳感器的帶內不平度補償。