電勵磁同步電機無速度傳感器控制研究

吳偉亮 ，楊合民 ，楊海英 ，簡優宗

（1.南瑞集團（國網電力科學研究院）有限公司，江蘇 南京 211106；2.國電南瑞科技股份有限公司，江蘇 南京 211106）

電勵磁同步電機具有調速范圍寬、過載能力強、功率因數可調等優點[1-2]，在軋鋼機、提升機、風機、火電、水電以及船舶推進器等大功率場合廣泛應用。在電勵磁同步電機優良的控制系統中，一般需要光電編碼器等傳感設備檢測電機轉速作為轉速閉環控制的反饋值，由于傳感設備成本高、安裝精度無法保證及惡劣環境影響測量速度精確性等原因[3-4]，異步電機和永磁同步電機的無速度傳感器控制技術被大量學者研究[5-9]。

本文設計一種兩電平背靠背式電壓源型變頻器，整流側和逆變側均采用三相全橋拓撲結構，采用IF控制和滑模觀測器組合的無速度傳感器矢量控制策略，控制電勵磁同步電機變頻啟動與調速性能。

1 主回路拓撲結構

圖1為電勵磁同步電機與變頻器的主回路結構，包括電網電壓采樣單元、輸入接觸器KM1、輸入電抗器Lg、網側電流采樣單元、預充電接觸器KM2、預充電電阻 R1～R3、不控整流器、PWM 整流器、直流支撐電容C1、直流電壓采樣單元、PWM逆變器、定子電流采樣單元、輸出電抗器Ls、輸出接觸器KM3、定子電壓采樣單元、電勵磁同步電機、轉子側勵磁裝置等。其中輸入側電抗選用1 mH，用來濾除PWM調制策略產生的高次電流諧波；直流支撐電容選用2.5 mF薄膜電容，用來緩沖整流器與逆變器之間的能量交換，穩定直流母線電壓，防止因負載的突變造成直流母線電壓大幅度波動，并抑制直流側諧波電壓，輸出電抗選用200 μH，用來減小高頻共模和高頻差模電壓變化du/dt對電機的影響。圖1中uga，ugb，ugc為輸入三相電網電壓；ia，ib，ic為PWM整流器的輸入三相電流；Udc為直流母線電壓；usa，usb，usc為三相定子電壓；isa，isb，isc為三相定子電流；if為轉子繞組勵磁電流。

圖1 電勵磁同步電機與變頻器的主回路結構圖Fig.1 The main circuit structure diagram of electrically excited synchronous motor and converter

2 控制原理

2.1 網側控制原理

網側控制原理主要是PWM整流器的控制。整流器用于控制直流母線電壓Udc，主要采用鎖相環技術將電網電壓矢量定向到d-q旋轉坐標系的d軸上。根據整流器數學模型推導出實際的控制電壓如下式所示：

PWM整流器d-q同步坐標系下的雙閉環控制原理圖如圖2所示。

圖2 PWM整流器的雙閉環控制原理圖Fig.2 The schematic diagram of double closed loop control for PWM rectifier

2.2 機側控制原理

機側控制原理主要是PWM逆變器的控制。逆變器用于控制電勵磁同步電機的轉速和轉矩。本文采用IF控制和滑模觀測器控制組合的無速度傳感器控制方法來控制電勵磁同步電機變頻啟動與運行，如圖3所示。

圖3 IF控制和滑模觀測器控制組合的無速度傳感器控制Fig.3 Speed sensorless control based on combination of IF control and SMO control

圖3中控制策略選擇包括兩種方案。方案一為低速段采用電流閉環，開環轉子位置角的IF控制；中高速段采用轉速閉環，電流閉環，及開環轉子位置角的雙閉環控制。方案二為低速段采用電流閉環，開環轉子位置角的IF控制；中高速段采用轉速閉環，電流閉環，及滑模觀測器和鎖相環估算的轉子位置角的雙閉環控制。

2.2.1 IF控制

電勵磁同步電機低速運行時，采用反電動勢估算轉子位置不夠精確，電機啟動成功率較低，因此在低速區采用轉速開環、電流閉環的IF控制，包括初始位置估算階段和加速階段。

電機靜止時刻，定子三相繞組因轉子通入勵磁電流而產生磁鏈，磁鏈表達式為

式中：Ψa，Ψb，Ψc為勵磁電流在定子三相繞組中產生的磁鏈；M為定、轉子繞組之間的互感；θ為轉子位置角。

定子三相感應電動勢ea，eb，ec為

對定子三相感應電動勢進行Clark變換：

對感應電動勢eα，eβ積分，可求出轉子磁鏈Ψα，Ψβ表達式如下：

轉子初始位置角度θ0表達式如下：

加速階段根據轉子的運行方程：

得到轉子位置角度：

式中：J為機組轉動慣量；Te為變頻器提供的驅動力矩；TL為機組阻力矩；np為電機極對數。

2.2.2 滑模觀測器控制

滑模觀測器（SMO）是通過獲取的反電動勢計算出電機的轉速和位置信息。為便于應用SMO來觀測擴展反電動勢，推導出電機電流的狀態方程的形式為

式中：usα，usβ為定子電壓α，β軸分量；isα，isβ為定子電流α，β軸分量；Esα，Esβ為擴展反電動勢 α，β軸分量。

為了獲得擴展反電動勢的估計值，傳統SMO的設計為

將式（10）和式（12）作差，可得定子電流的誤差方程為

由于滑模控制伴隨著高頻抖振，因此估算反電動勢存在高頻抖振現象，基于反正切函數的轉子位置估算方法會將抖振直接引入運算中，導致這種高頻抖振的誤差被放大，進而造成較大的角度誤差。

本文采用鎖相環系統來提取轉子位置信息，如圖4所示。

圖4 滑模觀測器與鎖相環估算轉子位置角Fig.4 Estimation of rotor position angle by SMO and phase locked loop

估算反電動勢的偏差值如下式所示：

2.2.3 IF控制切換到轉速閉環控制

方案一的切換過程為當轉速達到切換門限值，IF控制直接切換到轉速閉環控制，切換后仍采用自生成的開環轉子位置角。由于自生成的開環轉子位置角與實際轉子位置角存在一定的角度差，因此即使切換到轉速閉環控制，功率因數仍然較低，要產生同樣的電磁轉矩則需要更大的定子電流。所以切換到轉速閉環后，需要采用準確估算的轉子位置角度。

方案二的切換過程為當轉速達到切換門限值，通過減小定子電流的q軸分量isq，使得估算的轉子位置角與自生成的開環轉子位置角之間的角度差Δθ在功角調整過程中會不斷減小，當Δθ縮小至0，將IF控制切換至轉速閉環控制，切換后轉子位置角采用滑模觀測器和鎖相環估算的轉子位置角。

3 實驗結果與分析

本文對上述所述方案一、方案二2種控制策略進行實驗驗證，并對實驗結果進行了對比分析。

3.1 實驗波形

本實驗平臺主要包括1套背靠背式電壓源型變頻器、1臺電勵磁同步電機、1套勵磁裝置。其中電壓源型變頻器額定電壓380 V，額定功率50 kV·A；電勵磁同步電機銘牌參數為額定功率93.8 kV·A，額定頻率50 Hz，額定轉速1 500r/min，額定電壓400 V，額定定流135 A，額定勵磁電壓90 V，額定勵磁電流17 A；勵磁裝置提供最大勵磁電流為60 A。

圖5、圖6分別為采用方案一、方案二2種控制策略時IF控制切換到轉速閉環控制過程的實驗波形。

圖5 采用方案一時IF控制切換至轉速閉環控制的實驗波形Fig.5 Experimental waveforms of switching IF control to speed closed loop control with scheme one

圖6 采用方案二時IF控制切換至轉速閉環控制的實驗波形Fig.6 Experimental waveforms of switching IF control to speed closed loop control by using scheme two

圖7、圖8分別為采用方案一、方案二2種控制策略時轉速穩定在1 000 r/min的實驗波形。圖中從上至下分別為估算轉速、電機功率因數、定子電流q軸分量。

圖7 采用方案一時轉速穩定在1 000 r/min的實驗波形Fig.7 Experimental waveforms of speed stabilized at 1 000 r/min by using scheme one

圖8 采用方案二時轉速穩定在1 000 r/min的實驗波形Fig.8 Experimental waveforms of speed stabilized at 1 000 r/min by using scheme two

圖9、圖10分別為采用方案一、方案二2種控制策略時變頻器拖動電勵磁同步電機從靜止狀態變頻啟動至1 000 r/min，該轉速下穩定一段時間的實驗波形。

圖9 采用方案一時轉速從0 r/min到1 000 r/min過程的實驗波形Fig.9 Experimental waveforms of speed from 0 r/min to 1 000 r/min by using scheme one

圖10 采用方案二時轉速從0 r/min到1 000 r/min過程的實驗波形Fig.10 Experimental waveforms of speed from 0 r/min to 1 000 r/min by using scheme two

3.2 實驗結果分析

由圖5可以看出，采用方案一時，當轉速達到200 r/min，IF控制直接切換到轉速閉環控制，切換后仍采用自生成的開環轉子位置角，此過程中功率因數一直小于1。

由圖6可以看出，采用方案二時，當轉速達到200 r/min，先減小定子電流的q軸分量isq，估算的轉子位置角與自生成的開環轉子位置角之間的角度差Δθ在功角調整過程中會不斷減小，當Δθ將縮小到0時，IF控制切換至轉速閉環控制，切換后采用滑模觀測器與鎖相環估算的轉子位置角，此過程中功率因數由于定子電流的調整而先下降至-1，然后上升至1。

圖7與圖8對比，可以看出轉速穩定在1 000 r/min時采用方案二的功率因數一直為1，所需的定子電流q軸分量在2.5 A左右，而采用方案一的功率因數小于0.5，所需的定子電流q軸分量在12.5 A左右，且波動較大。

圖9與圖10對比，可以看出同步電機從靜止狀態變頻啟動至1 000 r/min過程中采用方案二時，功率因數較高，且轉速穩定在1 000 r/min后所需的定子電流有效值Is為2 A左右，采用方案一所需定子電流有效值Is為10 A左右。

上述實驗波形可知方案二優于方案一，功率因數更高，實用性更強。

4 結論

本文介紹了兩電平背靠背式變頻器主回路拓撲結構、網側控制策略、機側控制策略，通過動模平臺實驗驗證了兩種IF控制和滑模觀測器相結合的無速度傳感器矢量控制方案，兩種方案都能夠控制電勵磁同步電機全速范圍變頻調速，但是轉速閉環后采用滑模觀測器和鎖相環估算的轉子位置角度的方案二具有更高的功率因數，實用性更強，可靠性更高等優點，對大功率電勵磁同步電機無速度傳感器變頻調速場合有一定的促進作用。