單極性電流控制半橋電壓平衡電路研究

張先進(jìn)，吳迪

（1.江蘇工程職業(yè)技術(shù)學(xué)院江蘇省風(fēng)光互補(bǔ)發(fā)電工程技術(shù)研發(fā)中心，江蘇 南通 226007；2.江蘇海洋大學(xué)電子工程學(xué)院，江蘇 連云港 222005）

微型直流電網(wǎng)是一種非常有效的直流輸電系統(tǒng)，它能夠?qū)⑿履茉春蛢?chǔ)能單元等有機(jī)組網(wǎng)，向用戶提供高質(zhì)量的電能[1-9]。微型直流電網(wǎng)常采用兩線制輸電方式，電網(wǎng)中只有一個(gè)母線電壓。因此，為了滿足用戶端不同用電設(shè)備對輸入電壓的需求，通常要在用戶端構(gòu)造一根中線將此母線電壓轉(zhuǎn)變成兩個(gè)等級相同或不同的直流電壓[5-9]。

能夠?qū)崿F(xiàn)該功能的變換器常有半橋電壓平衡電路[5-8]和雙降壓半橋電壓平衡電路[9]等。半橋電壓平衡電路除了應(yīng)用在微型直流電網(wǎng)[5-7]或單相整流供電系統(tǒng)[8]之中，還可以平衡串聯(lián)電容或電池組電壓[10]。半橋電壓平衡電路如圖1所示。

圖1 半橋電壓平衡電路Fig.1 The balancing circuit with half-bridge voltage

圖1中電感電流iL平均值等于兩個(gè)不平衡負(fù)載（R1，R2）電流之差。為了簡化控制，半橋電壓平衡電路常采用互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)[6-8，10]。圖2為互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)雙極性電感電流 iL和 S1，S2驅(qū)動(dòng) Ugs1，Ugs2波形。由圖2可知不平衡負(fù)載電流差值小時(shí)，電感電流運(yùn)行在雙極性條件下，半橋電壓平衡電路輸入和輸出端之間存在無功電流交換。

圖2 互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)時(shí)雙極性電感電流和驅(qū)動(dòng)波形Fig.2 Bipolar inductor current and driving signals under complementary driving method

文獻(xiàn)[9]從半橋電壓平衡電路存在的潛在直通和無功電流等角度出發(fā)，研究了雙降壓半橋電壓平衡電路，并通過適當(dāng)?shù)目刂剖姑恐浑姼兄须娏鞣謩e單極性運(yùn)行。但是，與半橋電壓平衡電路相比，該電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、所需器件較多、成本較高。

為了充分利用半橋電壓平衡電路結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，并消除無功電流，本文研究了一種半橋電壓平衡電路的單極性電流控制方法，并詳細(xì)分析在此方法下的工作原理。最后，進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 半橋電壓平衡電路和單極性控制方法

1.1 電路結(jié)構(gòu)

半橋電壓平衡電路如圖1[5-8]所示，它由半橋拓?fù)洹⒋?lián)輸出電容C1和C2等組成，結(jié)構(gòu)十分簡單。圖1中，R1，R2為兩個(gè)不平衡負(fù)載所對應(yīng)的等效電阻；LN為中線。因此，在辦公等場合與大地相連的中線能夠大大地提高可靠性[5-9]。在實(shí)際應(yīng)用中，根據(jù)需要圖1中uC1可以等于uC2也可以不等于uC2[5]。在互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)時(shí)，當(dāng)不平衡負(fù)載電流之差較小時(shí)電感電流雙極性運(yùn)行，波形如圖2所示。

1.2 單極性電流控制方法

電流單極性控制等數(shù)電路如圖3所示。以uC1=uC2為控制目標(biāo)的電感電流iL單極性工作基本思路：電感電流iL平均值IL大于零時(shí)，S1工作、S2不工作（見圖3a）；電感電流平均值IL小于零時(shí)，S2工作、S1不工作（見圖3b所示）。這樣，圖1就可以工作在類似于兩個(gè)Buck電路情況下，避免了電感電流在開關(guān)周期內(nèi)可能出現(xiàn)圖3雙極性情況。其控制原理框圖如圖4所示。

圖3 電流單極性控制等效電路Fig.3 Equivalent circuit under a unipolar current control method

圖4 單極性電流控制原理框圖Fig.4 Diagram of the proposed unipolar current control

圖4中輸入電壓uin一半作為輸出電壓uC2圖4參考值，ugs1和ugs2分別是開關(guān)管S1和S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。為了避免S1和S2頻繁地切換，采用滯環(huán)比較器，死區(qū)是為了避免S1和S2切換時(shí)出現(xiàn)的直通危險(xiǎn)。

結(jié)合圖3和圖4，穩(wěn)態(tài)時(shí)基本原理描述如下：

1）當(dāng)不平衡負(fù)載R1＞ R2（負(fù)載電流iR1＜ iR2）時(shí)，負(fù)載處在不平衡狀態(tài)，電壓調(diào)節(jié)器輸出為正值，S1工作、S2不工作；輸入電壓uin通過電感L向負(fù)載R2提供不平衡負(fù)載電流差值（iR2-iR1），即電感電流iL的平均值IL大于零。

式中：T為開關(guān)周期。

2）當(dāng)不平衡負(fù)載R1＜ R2（負(fù)載電流iR1＞ iR2）時(shí)，負(fù)載處在不平衡狀態(tài)，電壓調(diào)節(jié)器輸出為負(fù)值，S2工作、S1不工作；輸入電壓uin通過電感L向負(fù)載R1提供不平衡負(fù)載電流差值（iR2-iR1），電感電流iL的平均值IL小于零。

3）當(dāng)不平衡負(fù)載R1=R2時(shí)，負(fù)載處在平衡狀態(tài)，電感電流iL的平均值IL近似為零。這與Buck變換器工作在空載時(shí)情況類似。

根據(jù)前文所述，電感電流平均值IL大于零時(shí)，電流單極性控制的波形如圖5所示（電感電流平均值IL小于零的波形圖在此忽略）。根據(jù)單極性電感電流iL情況，電感電流平均值IL大于零又分為：電感電流iL連續(xù)模式（CCM，不平衡負(fù)載電流差值大，圖5a所示）和斷續(xù)模式（DCM，不平衡負(fù)載電流差值小，圖5b所示）。

圖5 電感電流平均值IL大于零時(shí)單極性電感電流和驅(qū)動(dòng)波形圖Fig.5 Unipolar inductor current and driving signals under the inductor current average value IL＞0

對比圖2和圖5b，可以看出：

1）不平衡負(fù)載電流差值小時(shí)，單極性電流控制下電感電流是單極性的，輸入和輸出端之間不存在無功電流；

2）互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)時(shí)電感電流是雙極性的，輸入和輸出端之間存在無功電流。

2 工作原理分析

根據(jù)前面的基本原理描述，依據(jù)電感電流平均值的情況，電路工作過程具體分為IL大于零、IL小于零和IL等于零三種狀態(tài)。下面僅對IL大于零狀態(tài)進(jìn)行分析，其他情況不再贅述。

為了簡化分析，假設(shè)所有器件均為理想器件，電容C1，C2相等且為無窮大；電路工作在穩(wěn)態(tài)，即電容電壓uC1=uC2。

下面僅分別對電感電流平均值IL大于零時(shí)，CCM和DCM下半橋電壓平衡電路的工作原理進(jìn)行分析。

2.1 電感電流iL連續(xù)模式

電感電流iL在連續(xù)模式下的主要驅(qū)動(dòng)信號(hào)和電感電流波形如圖5a所示，其等效電路如圖6所示。

圖6 電感電流連續(xù)時(shí)等效電路Fig.6 Equivalent circuits under CCM

1）模態(tài)1[t1—t2]：此時(shí)，S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷（見圖5a和圖6a）。在t1時(shí)刻之前S1關(guān)斷，電流iL通過S2的體二極管D2續(xù)流。在t1時(shí)刻開通S1，電流iL將從D2切換到S1。在電感L上電壓uL=uin-uC2=uC1的作用下，電感電流iL開始線性上升。該過程持續(xù)到t2時(shí)刻關(guān)斷S1為止。

2）模態(tài)2[t2—t3]：此時(shí)，S1，S2關(guān)斷，D2導(dǎo)通（見圖5a和圖6b）。在t2時(shí)刻關(guān)斷S1，電流iL將再次從S1切換到D2續(xù)流。在這一模態(tài)中，電感上電壓uL=-uC2，電感電流iL從最大值開始線性下降，直到t3時(shí)刻再次開通S1為止。

從t3時(shí)刻起，進(jìn)入下一個(gè)工作周期。

由于穩(wěn)態(tài)時(shí)uC1=uC2，所以根據(jù)伏秒積平衡原理，由式（3）和式（4）可以得到下式：

式中：D為S1的占空比。

顯然，這與Buck變換器工作在CCM模式時(shí)輸入輸出關(guān)系一致。

2.2 電感電流iL斷續(xù)模式

電感電流iL斷續(xù)模式狀態(tài)下主要驅(qū)動(dòng)信號(hào)和電感電流波形如圖5b所示，其等效電路如圖6和圖7所示。

圖7 電感電流斷續(xù)時(shí)模態(tài)3等效電路Fig.7 Equivalent circuits of mode 3 under DCM

1）模態(tài)1[t1—t2]：此時(shí)，S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷（見圖5b和圖6a）。在t1時(shí)刻之前由于電流iL為零，所以在t1時(shí)刻開通S1是零電流開通。在電感L電壓uL=uin-uC2=uC1作用下，電流iL從零開始線性上升。該過程一直持續(xù)到t2時(shí)刻關(guān)斷S1為止。

2）模態(tài)2[t2—t3]：此時(shí)，S1，S2關(guān)斷，D2導(dǎo)通（見圖5b和圖6b）。在t2時(shí)刻關(guān)斷S1，電流iL將從S1切換到D2續(xù)流。在電感L電壓uL=-uC2作用下，電流iL開始線性下降，直到t3時(shí)刻電流iL下降至零為止。

3）模態(tài) 3[t3—t4]：此時(shí)，S1，S2關(guān)斷（見圖5b和圖7）。從t3時(shí)刻起，所有功率器件都沒有電流流過。直到t4時(shí)刻再次開通S1，進(jìn)入下一個(gè)開關(guān)周期。

由于穩(wěn)態(tài)時(shí)uC1=uC2，所以根據(jù)伏秒積平衡原理，可以得到下式：

顯然，這與Buck變換器工作在DCM模式時(shí)輸入輸出關(guān)系一致。

3 仿真與實(shí)驗(yàn)

3.1 仿真分析

仿真條件：開關(guān)頻率約25 kHz，L=230 μH，C1=C2=470 μF，死區(qū)近似為 2 μs，輸入電壓360 V。

圖8為電感電流平均值IL大于零時(shí)仿真圖，圖9為電感電流平均值IL小于零時(shí)仿真圖。其中，圖8a、圖8b中負(fù)載電流分別為iR1=2.8 A，iR2=6.2 A和iR1=1 A，iR2=13.4 A；圖9a和圖9b中負(fù)載電流分別為iR1=5.0 A，iR2=2.4 A和iR1=12.8 A，iR2=2.2A。

由圖8、圖9可見，在不同負(fù)載條件下，仿真結(jié)果與前面的分析是一致的。

圖8 電感電流平均值IL大于零仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results under IL＞0

圖9 電感電流平均值IL小于零仿真結(jié)果Fig.9 Simulation results under IL＜0

3.2 實(shí)驗(yàn)分析

為了驗(yàn)證前面的分析，進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，主要參數(shù)與仿真參數(shù)一致。其中，S1和S2分別采用SPW47N60C3半導(dǎo)體，電感采用EE55鐵氧體，C1和C2為470 μF的電解電容。

圖10為電感電流平均值IL大于零時(shí)主要實(shí)驗(yàn)波形圖。其中，圖10a為uC1=180.3V，uC2=180.1V，iR1=2.8 A和iR2=6.2 A時(shí)，電感電流iL斷續(xù)實(shí)驗(yàn)波形；圖10b為uC1=180.3 V、uC2=180.0 V，iR1=1.0 A和iR2=13.4 A時(shí)，電感電流iL連續(xù)實(shí)驗(yàn)波形。圖11為電感電流平均值IL小于零時(shí)實(shí)驗(yàn)波形圖。其中，圖11a為uC1=180.1 V，uC2=179.9 V，iR1=5.0 A，iR2=2.4 A時(shí)，電感電流iL斷續(xù)實(shí)驗(yàn)波形；圖11b為uC1=179.8 V，uC2=180.0 V，iR1=12.8 A，iR2=2.2 A時(shí)，電感電流iL連續(xù)實(shí)驗(yàn)波形。

圖10 電感電流平均值大于零實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experiment results under ILabove zero

圖11 電感電流平均值小于零實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experiment results under ILbelow zero

由圖10、圖11可見，不論不平衡負(fù)載電流|iR2-iR1|偏差如何，電感電流都是單極性的。因此，輸入和輸出端不存在無功電流交換問題。

圖12和圖13分別為負(fù)載R1和R2電流突變時(shí)實(shí)驗(yàn)波形。圖12中負(fù)載電阻R2電流iR2=1.20 A不變，負(fù)載電阻R1電流iR1在1.0～7.5 A之間變化時(shí)實(shí)驗(yàn)波形。同時(shí)測出iR1=1.0 A時(shí)輸出電壓uC1=179.7 V，uC2=179.9 V，iR1=7.5 A時(shí)輸出電壓uC1=179.5 V，uC2=179.6 V。圖13為負(fù)載R1電流iR1=1.2 A不變，負(fù)載電阻R2電流iR2在0.0～5.0 A之間變化時(shí)實(shí)驗(yàn)波形。同時(shí)測出iR2=0.0 A時(shí)輸出電壓uC1=179.7 V，uC2=180.1 V，iR2=5.0 A時(shí)輸出電壓uC1=179.4 V，uC2=179.7 V。

圖12 負(fù)載R1電流iR1突變實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.12 Experimental waveforms under transiently changing iR1

圖13 負(fù)載R2電流iR2突變實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.13 Experimental waveforms under transiently changing iR2

由圖12，圖13可以看出在負(fù)載突變時(shí)，輸出電壓仍然能夠很好地平衡輸入電壓，但是輸出電壓有明顯的尖峰。這可以通過優(yōu)化參數(shù)來減少尖峰。

下面給出不同負(fù)載和輸入電壓下實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。電感電流平均值IL大于零和小于零的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表1，表2所示。

表1 電感電流平均值IL大于零實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)Tab.1 Experimental data under ILabove zero

表2 電感電流平均值IL小于零實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)Tab.2 Experimental data under ILabove zero

從表1和表2可以看出：在不同輸入電壓和負(fù)載情況下，單極性電流控制半橋電壓平衡電路能夠很好地實(shí)現(xiàn)輸出電壓均衡。

從仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果也可以看出：在單極性電流控制方法下，當(dāng)電感電流平均值大于零時(shí)，S1工作、S2不工作；反之，S2工作、S1不工作；由于電感電流是單極性的，所以在任何情況下輸入和輸出端之間都不存在無功電流流動(dòng)問題；在負(fù)載突變時(shí)，也能夠很好地實(shí)現(xiàn)輸出電壓均衡。

4 結(jié)論

半橋電壓平衡電路結(jié)構(gòu)簡單、成本低，但是在互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)時(shí)，輸入和輸出端之間可能存在無功電流問題。因此，本文研究了一種半橋電壓平衡電路單極性電流控制方法，從而實(shí)現(xiàn)半橋電壓平衡電路中電感電流在任何情況下都能單極性運(yùn)行，輸入和輸出端之間不存在無功電流。文中對其原理進(jìn)行詳細(xì)的分析。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明半橋電壓平衡電路在電感電流單極性運(yùn)行控制方法下能夠很好地實(shí)現(xiàn)輸出電壓均衡功能。