一種多模式變頻寬輸出LLC變換器

何圣仲，代東雷，周柬成

(西南交通大學 磁浮技術與磁浮列車教育部重點實驗室 電氣工程學院，成都 611756)

0 引 言

LLC諧振變換器由于高效率和高功率密度的特點，越來越受到相關領域研究者的關注。LLC諧振變換器是一種三元件諧振電路拓撲，結構簡單，可以實現原邊開關管零電壓開通(zero voltage switching,ZVS)和副邊二級管零電流關斷(zero current switching,ZCS)，在輕載條件下具有良好的電壓調節能力，有利于減少電磁干擾[1-3]。目前，對LLC諧振變換器的研究，主要集中于參數設計、拓撲結構和控制方法及其應用背景上[4-8]。

在新能源應用領域，往往需要開關變換器具有寬電壓增益范圍，因此，LLC諧振變換器也受到相關研究者的青睞。以新能源汽車充電裝置為例，它需要LLC諧振變換器具有較寬的輸出電壓范圍，以匹配動力電池組的電壓[9]。為了擴大開關變換器的輸出電壓范圍，研究人員給出了各種各樣的解決方案[10-19]。文獻[10-12]采用混合控制策略，可將輸出電壓調節為標稱輸出電壓的0～1.5倍。盡管所提出的控制方案在很寬的范圍內控制輸出電壓，但是，實現起來很困難。文獻[13]通過電路設計優化LLC變換器，使其實現寬輸出電壓。但是，一旦開關頻率遠離諧振回路的諧振頻率，由于存在與勵磁電感相關的大循環電流，變換器的效率會隨之降低。文獻[14]基于四倍壓整流器設計了一種脈寬調制LLC變換器，可以降低循環電流和導通損耗，但諧振電流的不對稱影響軟開關的實現。文獻[15-16]通過控制雙向開關的導通與關斷，使電路工作于不同的模式，獲得了寬輸出電壓范圍。但諧振腔或變壓器結構較為復雜。文獻[17-18]將副邊無源整流器改進為半有源整流器，半有源整流器結構的改變決定了電路工作模式的改變。但是半有源整流器帶來了額外的開關損耗。文獻[19]在不同電路模式將改進的原邊五開關橋配置為不同的結構，同樣實現了寬輸出電壓范圍。但是原邊開關橋和諧振腔結構復雜。

為了在實現寬輸出電壓范圍的同時使電路具有良好的性能，本文在文獻[14]的基礎上進行改進，提出了一種多模式變頻(multi-mode variable frequency,MMVF)寬輸出LLC變換器(MMVF-LLC)，結合變頻控制，可以實現50～430 V的輸出電壓范圍，同時具有較窄的開關頻率范圍。首先介紹了變換器的拓撲結構，然后詳細分析了其工作原理和控制策略，并對直流增益、參數設計和副邊電壓應力等電路特性進行分析，最后在理論分析的基礎上制作了實驗樣機，實驗結果驗證了理論分析的正確性。

MMVF-LLC變換器如圖1所示，原邊諧振網絡為全橋結構，副邊整流網絡為兩級倍壓結構。S5和S6為雙向開關，當S5和S6處于不同開關狀態時，變換器將處于不同的工作模式。當S5和S6均截止時，副邊電路工作于單倍壓整流器(voltage-single rectifier，VSR)模式；當S5導通、S6截止時，副邊電路工作于二倍壓整流器(voltage-doubler rectifier，VDR)模式；當S5和S6均導通時，副邊電路工作于四倍壓整流器(voltage-quadrupler rectifier，VQR)模式。通過控制S5和S6的導通與截止，可以控制電路工作于不同的模式，結合變頻控制，變換器可以得到較寬范圍的輸出電壓。另外，在同一工作模式下，副邊雙向開關S5和S6工作在恒定導通或恒定截止狀態，相應的開關損耗可以被忽略。

圖1 MMVF-LLC變換器Fig.1 MMVF-LLC converter

MMVF-LLC變換器采用變頻變模式控制，通過調節副邊兩個雙向開關的導通與關斷，可以分別使電路工作在VSR模式、VDR模式和VQR模式。為了確保原邊開關管S1-S4實現ZVS開通，S1,4和S2,3的導通時間之間設置有死區時間tdead。通過合理地設計電路參數，可以使整個工作頻率范圍均小于諧振頻率fr，這樣可以同時保證原邊開關管實現ZVS開通和副邊二極管實現ZCS關斷，即在整個工作范圍內原邊開關管和副邊二極管都工作在軟開關狀態，使變換器具有較高的效率。

當副邊雙向開關S5和S6保持截止，MMVF-LLC變換器工作于VSR模式，圖2為VSR模式的正、負半周電路。在正半周，原邊S1和S4導通，諧振腔電壓為+Vin。副邊D2、D3、D5和D6導通，兩個電容橋臂(C1和C2、C3和C4)通過D5和D6并聯，副邊電路等效于普通橋式整流器。在負半周，原邊S2和S3導通，諧振腔電壓為-Vin。副邊D1、D4、D5和D6導通，兩個電容橋臂(C1和C2、C3和C4)仍通過D5和D6并聯，副邊電路同樣等效于普通橋式整流器。由電路工作特點可知，此時輸出電壓為單倍壓。

圖2 VSR模式Fig.2 VSR mode

當副邊雙向開關S5導通、S6截止，MMVF-LLC變換器工作于VDR模式，圖3為VDR模式的正、負半周電路。在正半周，原邊S1和S4導通，諧振腔電壓為+Vin。副邊D3、D5和D6導通，兩個電容橋臂(C1和C2、C3和C4)通過D5和D6并聯，副邊電路等效于二倍壓整流器。在負半周，原邊S2和S3導通，諧振腔電壓為-Vin。副邊D4、D5和D6導通，兩個電容橋臂(C1和C2、C3和C4)仍通過D5和D6并聯，副邊電路同樣等效于二倍壓整流器。由電路工作特點可知，此時輸出電壓為二倍壓。

圖3 VDR模式Fig.3 VDR mode

當副邊雙向開關S5和S6保持導通，MMVF-LLC變換器工作于VQR模式，圖4為VQR模式的正、負半周電路。在正半周，原邊S1和S4導通，諧振腔電壓為+Vin。副邊D3和D6導通，電容橋臂C1和C2起到電壓泵升作用，副邊電路等效于四倍壓整流器。在負半周，原邊S2和S3導通，諧振腔電壓為-Vin。副邊D4和D5導通，電容橋臂C1和C2起到電壓泵升作用，副邊電路同樣等效于四倍壓整流器。由電路工作特點可知，此時輸出電壓為四倍壓。

圖4 VQR模式Fig.4 VQR mode

3.1 直流增益

用于分析LLC變換器的方法有很多，其中最為簡單實用的是基波近似(fundamental harmonic approximation，FHA)方法。在諧振點處，諧振腔的輸入和輸出電壓都是方波，輸入和輸出電流都是正弦波。

根據工作原理，MMVF-LLC變換器可以工作在VSR、VDR和VQR三種工作模式，下面通過數學推導得到三種工作模式下的直流增益。

1)LLC電路的交流等效電路如圖5所示，Vp1和Ip1分別為變壓器原邊電壓和電流基波有效值，Vab1為逆變網絡輸出電壓基波有效值，Rac為副邊電阻等效到原邊的交流等效電阻。

圖5 交流等效電路Fig.5 AC equivalent circuit

當MMVF-LLC變換器工作于VSR模式時，變壓器原邊電壓在正負半周分別為nVo和-nVo，電流為正弦波形且有效值為輸出電流Io，則

(1)

(2)

由式(1)和式(2)可得

(3)

逆變網絡輸出電壓在正負半周分別為Vin和-Vin，則

(4)

根據式(1)～式(4)可得

(5)

由式(5)看出，當fn=1時，GVSR=1，這和工作原理分析一致。

2)同理可得VDR模式的交流等效電阻Rac和直流增益GVDR，分別為

(6)

(7)

由式(7)可以看出，當fn=1時，GVDR=2，這和工作原理分析一致。

3)同理可得VQR模式的交流等效電阻Rac和直流增益GVQR，分別為

(8)

(9)

由式(9)可以看出，當fn=1時，GVQR=4，這也與工作原理分析一致。

3.2 參數設計

設電路開關頻率fs范圍為fmin～fmax，令fmax=fr，電路在整個工作過程中可以分別實現原邊開關管和副邊二極管的ZVS開通和ZCS關斷，這有利于提升電路效率。

根據寬輸出應用的特點，電路主要參數為：輸入電壓Vin=400 V，輸出電壓范圍Vo=50～430 V，最大輸出電流Iomax=3 A，諧振頻率fr=100 kHz，fmin=65 kHz。

具體參數設計過程如下：

1)VSR模式諧振點處的電壓Vomin=50 V，則變壓器匝比為n=Vin/Vomin。

2)根據fmin選取合適的k和Q，使得某種電路模式的增益曲線滿足其增益要求。

3)計算特征阻抗Zr：

其中x表示式(3)、式(6)和式(8)中的系數，由步驟2)中的電路模式決定。計算出Zr后要驗證其他電路模式的增益曲線是否滿足增益要求。多種電路模式中會有一種模式有更嚴格的增益要求，本文VQR模式滿足增益要求時，VSR模式和VDR模式也能滿足增益要求。

4)計算諧振參數：

事實上，當LLC變換器工作于感性區域時，ZVS軟開關是易于實現的。感性區域失去軟開關時有兩種情況：

1)k值過大。此時fr與fm相差過大，導致在死區時間內電流變化很快，出現在死區時間tdead內電流過零的情況。選取合適的k值，可以避免這種情況。

2)諧振電流過小。此時諧振電流的值不足以滿足在死區時間內給寄生電容完成充放電的要求，在柵極信號到來時，漏源極電壓仍未降到零。為了避免此種情況，Lm應滿足

根據上述參數設計過程，可得到如表1所示的電路參數。

表1 電路參數Table 1 Circuit parameter

3.3 副邊電壓應力

文獻[20]介紹了一種副邊電壓應力最小化的LLC諧振變換器拓撲，如圖6所示。該拓撲副邊二極管的電壓應力以及副邊電容的電壓應力均為輸出電壓的一半。本文所提出的MMVF-LLC變換器副邊結構與其類似，因此也具有副邊電壓應力較小的優點，這對寬輸出電壓范圍是十分有意義的。

圖6 副邊電壓應力最小化拓撲Fig.6 Topology with minimized secondary voltage stress

根據工作原理可知，當MMVF-LLC變換器工作在VSR模式時，VC1+VC2=Vo，VC3+VC4=Vo，此時副邊電路等效于傳統的橋式整流器，可得VC1=VC2=VC3=VC4=Vo/2，另外兩種模式，電容和二極管的電壓應力分析類似。

MMVF-LLC變換器副邊二極管以及副邊電容的電壓應力如表2所示。從表中可以看出，相比傳統拓撲結構，副邊電路元件應力得到改善。新的電路拓撲結構降低了副邊二極管和副邊電容的電壓應力，僅為輸出電壓的一半。

表2 副邊電壓應力Table 2 Secondary voltage stress

根據表1所示的電路參數，MMVF-LLC變換器的增益曲線如圖7所示。

圖7 MMVF控制增益曲線Fig.7 Gain curves of MMVF control

從圖7中可以看出，在頻率變化過程中，通過控制副邊開關管S5和S6的導通和截止，使電路在三種工作模式之間切換。定義GVSR,max、GVDR,max分別為VSR模式、VDR模式在工作頻率范圍內的最高增益，GVDR,min、GVQR,min分別為VDR模式、VQR模式在工作頻率范圍內的最低增益，則只要GVDR,min≤GVSR,max，GVQR,min≤GVDR,max，三種模式之間的電壓增益就是連續的，即電路在工作過程中可以實現模式切換。

具體控制策略如圖8所示。控制電路邏輯分為兩部分：第一部分為輸出電壓vo和輸出電壓參考值Vref的差值經過PI補償器得到所需要的頻率，然后根據頻率得出原邊開關管S1～S4的控制脈沖；第二部分為輸出電壓vo和三種模式切換的兩個電壓閾值Vth1=100 V、Vth2=200 V比較，從而確定副邊開關管S5和S6的導通和截止情況。因此，電路通過采用多模式變頻控制可以得到寬范圍的輸出電壓。

圖8 控制電路邏輯Fig.8 Logic of control circuit

由于電路存在多種工作模式，所以需要對不同模式間的切換過程進行設計。文獻[15-16,21]提出不同的多模式變頻控制LLC變換器，均涉及到不同模式間的切換過程。實現平滑切換過程的一般方法是通過在模式切換中加入過渡過程，從而避免了過大的輸出電壓變化。

參考文獻[21]提出的切換方法，使開關頻率fs逐漸過渡到切換后的目標頻率，并能保持輸出電壓的穩定，即能實現不同工作模式的平滑切換。

在模式切換過程中，原邊開關先被關閉一段短時間，以確保在新的開關周期開始之前諧振電流歸零。然后，開關頻率將從原來的低頻跳到高于諧振頻率的位置，以避免浪涌電流的產生，最后使開關頻率變為穩態頻率。上述切換方法在保證電壓波動較小的同時實現了不同模式間的切換，即實現了不同電路模式間的平滑切換。

根據上述理論分析過程，選擇如表1所示的實驗參數。具體器件選型如表3所示。

表3 器件型號Table 3 Device model

開關頻率變化范圍為65～100 kHz，電路諧振頻率為100 kHz。VSR模式的電壓范圍為50～100 V，VDR模式的電壓范圍為100～200 V，VQR模式的電壓范圍為200～430 V。閾值電壓分別為Vth1=100 V，Vth2=200 V。由于最大開關頻率為諧振頻率，電路可以分別實現原邊開關管的ZVS開通和副邊二極管的ZCS關斷。電路仿真分析和實驗結果如圖12～圖17所示。

圖9為VSR模式Vo=50 V、Io=3 A時的實驗波形。此時電路輸出功率為150 W，電路處于輕載狀態，所以諧振電流iLr不是完全的正弦波形。從實驗波形可以看出，原邊開關管實現ZVS開通，副邊二極管實現ZCS關斷。

圖9 VSR模式實驗波形(50 V,3 A)Fig.9 Experimental waveforms of VSR mode(50 V,3 A)

圖10為VSR模式Vo=100 V、Io=3 A時的實驗波形。同樣地，實驗波形具有良好的軟開關狀態。

圖10 VSR模式實驗波形(100 V,3 A)Fig.10 Experimental waveforms of VSR mode(100 V,3 A)

圖11為VDR模式Vo=100 V、Io=3 A時的實驗波形。此時電路輸出功率為300 W，諧振電流iLr基本為正弦波形。電路軟開關狀態良好。

圖11 VDR模式實驗波形(100 V,3 A)Fig.11 Experimental waveforms of VDR mode(100 V,3 A)

圖12為VDR模式Vo=200 V、Io=3 A時的實驗波形。實驗波形具有良好的軟開關狀態。

圖12 VDR模式實驗波形(200 V,3 A)Fig.12 Experimental waveforms of VDR mode(200 V,3 A)

圖13為VQR模式Vo=200 V、Io=3 A時的實驗波形。此時電路輸出功率為600 W，諧振電流iLr為完全的正弦波形。電路軟開關狀態良好。

圖13 VQR模式實驗波形(200 V,3 A)Fig.13 Experimental waveforms of VQR mode(200 V,3 A)

圖14為VQR模式Vo=430 V、Io=3 A時的實驗波形。實驗波形具有良好的軟開關狀態。

圖14 VQR模式實驗波形(430 V,3 A)Fig.14 Experimental waveforms of VQR mode(430 V,3 A)

從VSR模式到VDR模式的切換過程如圖15所示。可以看出，前述切換方法在保證電壓波動較小的同時實現了不同模式間的切換，即實現了不同電路模式間的平滑切換。

圖15 從VSR到VDR模式的切換波形Fig.15 Transition waveforms from modes VSR to VDR

圖16為Io=3 A時的電路效率曲線，峰值效率93.6%。可以看出，所提出的變換器可以在保證較高效率的同時實現50V～430V的寬輸出電壓范圍。

圖16 效率曲線(Io =3 A)Fig.16 Efficiency curves(Io=3 A)

本文對傳統LLC諧振變換器進行改進，提出了一種多模式變頻寬輸出LLC變換器。MMVF-LLC變換器采用基于多種電路模式的變頻控制，可以在較窄的開關頻率范圍內得到較寬的輸出電壓范圍，有利于磁性元件的優化設計。相比傳統的LLC變換器，MMVF-LLC變換器除了具有ZVS和ZCS軟開關的特點，還優化了副邊整流器的元件電壓應力。

在分析工作原理的基礎上，對直流增益、參數設計、模式切換等進行了詳細分析，并給出了充分的實驗驗證。MMVF-LLC變換器在保證較高效率的同時實現了寬輸出電壓范圍，適用于新能源領域，具有較好的應用價值。