CES中不同繞制拓撲松耦合旋轉勵磁變壓器性能及分析

王旭東，于勇，2，閆美存，劉金鳳

(1.哈爾濱理工大學 電氣與電子工程學院，哈爾濱 150080；2.中車青島四方機車車輛股份有限公司 國家級技術中心，山東 青島 266000)

0 引 言

在混合動力汽車飛速發展的同時，同步電機傳統勵磁中滑環電刷接觸所帶來不可避免的劣勢。提出一種新型的勵磁系統，實現了無任何電氣接觸的勵磁方式。非接觸式歷次系統(contactless excitation system，CES)所采用的特殊變壓器稱為松耦合旋轉勵磁變壓器，CES以高頻電源為支撐，感應耦合電能傳輸系統(inductive coupled power transfer，ICPT)為基礎。與ICPT系統相對靜止的變壓器情況不同，松耦合旋轉勵磁變壓器高轉速，機械性能要求嚴格，控制復雜，器件占用體積小等成為核心問題[1-3]。另一方面CES不帶有滑環接觸，電刷結構，電纜接觸以及插頭接觸，提高了該勵磁系統的魯棒性和安全性。松耦合旋轉勵磁變壓器電能傳輸的性能優劣是CES得以實現的核心問題，它的良好運行是整個系統的必要前提和運行保障[4-8]。文獻[9]針對ICPT系統的變壓器進行磁路模型的優化設計，分析繞組繞制不同方式對整體性能帶來的影響。文獻[10]分析不同方式下的磁路模型并給出相應的實驗數據，文獻[11]介紹針對非接觸式能量傳輸系統所采用的S/SP型補償策略的優勢，同時給出電壓增益和T型等效電路。傳統的ICPT系統中的變壓器都是相對靜止的能量傳輸系統。新西蘭奧克蘭大學的學者J. T.Boys等專家主要研究ICPT的高功率傳輸以及將變壓器設計成旋轉的形式，應用于機器人手臂回旋方式，內部變壓器轉速只有大概50 r/min，本文設計的CES中松耦合旋轉勵磁變壓器，轉速將達到1 000 r/min以上。英國愛丁堡大學針對不同拓撲進行深入的模型轉換研究，同時針模型之間的轉換進行了詳盡的運算推導和準確的模型轉換。同時SeungWoo K等學者針對靜止無線充電理論和性能作出實驗驗證[12-15]。

本文在2D仿真模塊下，分析不同工作氣隙時毗連型繞制拓撲和嵌套型繞制拓撲磁力線的分布情況，得到二者勵磁線閉合的優劣程度和最優工作氣隙。在3D仿真模塊下，分析相同條件下，毗連型繞制拓撲和嵌套型繞制拓撲磁場建立情況和磁感應強度參數。綜合各項仿真結果確定毗連型為在高速旋轉的勵磁情況下，是應用于CES的最優繞制拓撲。結合串聯諧振補償策略，在最優工作氣隙，發電機額定轉速的條件下進行毗連型和嵌套型的松耦合旋轉勵磁變壓器傳輸性能的對比實驗，同時得到相應的效率參數。所進行的實驗結果驗證了仿真所確定毗連型繞制拓撲的正確性以及CES采用毗連型繞制拓撲的可行性，針對CES最優變壓器繞制方式毗連型繞制方式進行對應勵磁實驗，得到較為滿意和合理的勵磁結果。對進一步完善非接觸勵磁這一全新概念和關鍵技術起到至關重要的作用，對同步電機勵磁提出了一種新的思路[16-19]。

1.1 CES高頻開關電源

非接觸勵磁系統是在感應耦合電能傳輸系統基礎上設計的。相對于傳統的ICPT系統最大的特點就是松耦合旋轉勵磁變壓器的原、副邊分別是相對靜止以及在高速旋轉的不同情況下同時工作的。這也就帶來一系列不同于常規的設計方式和變壓器特性問題。非接觸勵磁系統整體框圖如圖1所示。

圖1 非接觸勵磁系統整體框圖Fig.1 Contactless excitation system

本文設計的非接觸勵磁系統由DC-AC變換器、松耦合旋轉勵磁變壓器、AC-DC變換器和勵磁繞組組成。逆變器通過高頻PWM信號控制的開關管將供電電源輸入的直流電變換為高頻交流電，將其加載到松耦合旋轉勵磁變壓器的初級線圈上。該變壓器的次級感應出高頻電壓，經過整流濾波后供給勵磁繞組。變壓器的次級繞組和鐵心與電機的轉子同軸排列，由于采用松耦合旋轉勵磁變壓器，次級鐵心隨著轉子轉動時，磁路幾乎不受任何影響，完全杜絕了滑環和電刷的反復磨損所帶來的缺陷。該勵磁變壓器可以取代傳統勵磁系統的集電環和電刷等裝置，實現真正意義的無刷勵磁。

1.2 松耦合旋轉勵磁變壓器裝配

松耦合旋轉勵磁變壓器次級鐵心、整流器、電機轉子鐵心和勵磁繞組同軸排列。另一部分安裝在電機定子上，控制器部分和逆變器部分放置在定子殼體空腔內，共用直流母線排列于定子殼體內表面，變壓器初級鐵心固定在電機定子端部，并與次級鐵心相對。初、次級鐵心之間間隙設計范圍為1～3 mm，非接觸勵磁系統裝配圖如圖2所示，裝配剖面圖如圖3所示。

圖2 CES裝配圖Fig.2 CES assembly drawing

圖3 裝配剖面圖Fig.3 Profile of assembly drawing

A-A方向是沿著電機轉軸方向的剖面圖，松耦合旋轉勵磁變壓器初級鐵心與電機定子端部固定，而次級鐵心和整流電路固定在轉軸上。B-B和C-C方向是垂直于電機轉軸方向在不同位置的剖面圖，沿B-B方向可以清晰看到次級變壓器內部結構。C-C方向可以看到整流電路板的結構，整流器的功能是完成交流變換成直流的過程，為了避免該整流電路固定在轉軸一側引起偏心，需要將電路設計成圓形對稱結構，平均放置器件，電路板中心掏空，可以令轉子轉軸通過。

設計了毗連型和嵌套型兩種繞制拓撲，兩種拓撲采用相同的磁罐鐵氧體作為磁導通路徑和相同規格的利茲線。磁罐的旋轉不能影響橫截面磁性區域和磁路徑長度，同時要求上、下磁罐的磁特性和電特性要保持一致。針對磁罐本身的結構，毗連型繞制拓撲具有更優秀的機械穩定性、更簡單的繞制方式、更低的加工成本和加工難度。嵌套型繞制拓撲則具有更大的磁路耦合面積。兩種繞制拓撲均屬于松耦合拓撲，磁化電感主要取決于氣隙長度和繞組橫截面積，漏感取決于繞組相對位置。而漏感本身會削弱松耦合旋轉勵磁變壓器整體的傳輸性能，帶來原邊電壓下降，同時也帶來副邊電壓的下降，就降低松耦合旋轉勵磁變壓器的傳輸性能。當存在較弱的傳輸性能時，也就帶來較差的品質因數和較弱的勵磁功率。

2.1 毗連型拓撲模型

從繞制拓撲的物理布局得到準確磁阻模型和電氣模型。毗連型繞制拓撲模型如圖4所示。毗連型繞制拓撲的物理模型結構如圖4(a)所示。整個原、副邊繞組都密集繞制于磁罐內，其中黑色部分代表氣隙部分，原、副邊繞組部分分別繞制在上下兩個“匚”字形起到絕緣作用的尼龍骨架中。由于分別固定在兩塊“匚”型骨架中，其穩定性較好。為了增大磁化電感必要的使得黑色氣隙部分在滿足機械性能良好的前提下盡量地減小，繞組相對橫截面積要盡量大，這樣所帶來的磁化電感值也就隨之增加。同時要求繞組緊密的繞制于磁罐內中心柱上，用以減少漏感值。由物理模型可以得出磁通路徑圖示如圖4(b)所示，磁罐路徑磁阻用Rc表示，氣隙路徑磁阻用Rair表示，線圈磁阻用Rlk1和Rlk2表示。等效電路如圖4(c)所示。

根據公式：

(1)

依據對偶法可以推導出等效電路模型，如圖4(c)所示。對偶物理量為電阻和磁阻，電流和磁通量。

圖4 毗連型繞制拓撲模型Fig.4 Adjacent topology model

2.2 嵌套型拓撲模型

嵌套型磁阻模型如圖5所示。嵌套型的物理模型結構如圖5(a)所示，同樣的黑色部分代表氣隙部分，整個繞組部分繞制在其絕緣作用的“匚”字形尼龍骨架中，繞組縱向存在耦合磁路。由于原、副邊均繞制在一個“匚”型骨架內，因此固定的繞線相穩定性差、加工難度大。由于嵌套型繞組繞制方式決定了只能有原邊繞組貼緊磁罐的中心磁柱繞制，而另一部分則在機械性能允許的情況下盡量靠近中心磁柱。由物理模型可以得出磁通路徑圖示如5(b)所示，磁罐路徑磁阻用R1到R8表示，氣隙路徑磁阻用Rair1和Rair2表示，線圈磁阻用Rlk、Ri1和Ri1表示。等效電路如圖5(c)所示。

圖5 嵌套型繞制拓撲模型Fig.5 Coaxial topology model

2.3 系統建模

根據法拉第電磁感應定律，兩種繞制拓撲，原邊匝數可以定義為

(2)

(3)

針對不同的繞制拓撲得到磁化電感為

(4)

式(4)中lc和lair表示主磁路長度和氣隙長度；Ac和Aair表示繞組橫截面積和氣隙橫截面積。由于相對高速旋轉的工作情況，氣隙所帶來的影響顯著，其中Rair遠大于Rc。式(4)可以變形為

(5)

同樣，可以得到漏感

(6)

式中：llk等效磁路長度；Alk等效橫截面積，μrlk磁導率。

線圈的有效磁阻是決定CES變壓器的參數，而磁阻本身又受到集膚效應和鄰近效應的影響。根據以上分析，由式(2)到式(6)，變壓器的磁阻可以由下列公式推得：

(7)

(8)

(9)

(10)

式中：lMLT為1匝的長度；rSt為繞線數；deff為有效繞線厚度；p繞線層數。根據整個CES的特性，等效電路如圖6所示。其中變壓器本身等效為自感、互感模型和一個變比固定的理想變壓器來進行分析。

圖6 CES等效電路Fig.6 Equivalent circuit

其中電感：

(11)

其中：

(12)

當u2(t)和i2(t)同相位，輸出端可以視為純電阻負載。

(13)

由圖5知：

Zγ=Res+jX2。

(14)

阻抗和電抗為：

(15)

Zα=jX1+Zβ,

(16)

(17)

(18)

Xm=ωsM。

(19)

其中ωs是逆變器工作頻率，對于CES電壓傳遞函數定義為：

(20)

根據式(13)～式(19)，Gv可以表達成

(21)

Gv是定義在諧振頻率狀態下的參量，此時的漏感值相對較高。諧振頻率ω0=2πf0可以得到：

(22)

根據式(16)、式(17)和式(21)得到：

(23)

(24)

(25)

根據公式(22)，在原、副邊均采用串聯諧振補償策略可以得到：

(26)

(27)

當采用串聯-串聯雙邊諧振補償策略時，原、副邊補償電容依據上面公式計算可以得到理論上最高的效率。

3.1 2D仿真結果及分析

根據毗連型和嵌套型兩種繞制拓撲，分別建立Ansoft 2D模型。驅動頻率f=100 kHz，變壓器二次側轉速為1 000 r/min。在不同工作氣隙下仿真進行，得到磁力線仿真圖如圖7所示。

根據磁力線仿真圖7(a)和圖7(b)可以看出對于毗連型繞制拓撲，當工作氣隙為1 mm毗連型可以建立良好的閉合磁力線，可以達到3.5×10-5Wb/m。當工作氣隙為3 mm磁力線發散程度較高，僅能達到1.8×10-5Wb/m，很大一部分磁力線通過氣隙閉合，必然導致松耦合旋轉勵磁變壓器整體傳輸性能的降低。通過圖7(c)和圖7(d)可以得到同樣的結論，針對嵌套型繞制拓撲，在1 mm磁力線閉合程度較好，成為松耦合旋轉勵磁變壓器傳輸性能的前提，通過3 mm磁力線分布作為對比，在滿足高速旋轉的機械性能前提下，可以得到無論哪種拓撲結構1 mm為最優工作氣隙。

對比圖7(a)和圖7(c)毗連型繞制拓撲和嵌套型繞制拓撲的1 mm最優工作氣隙磁力線對比可知，在其他參數都一致的情況下，毗連型拓撲A值最大值為3.49×10-5Wb/m，嵌套型拓撲A值最大值為3.29×10-5Wb/m。得到毗連型繞制拓撲優于嵌套型繞制拓撲。

圖7 毗連型繞制拓撲和嵌套型繞制拓撲磁力線仿真圖Fig.7 Adjacent type and coaxial type topology model graphs of magnetic force simulation diagram

3.2 3D仿真結果及分析

分別建立毗連型和嵌套型的Ansoft 3D仿真模型，如圖8所示。圖8(a)為毗連型3D仿真模型，圖8(b)為嵌套型3D仿真模型。其中毗連型3D拓撲仿真模型深色部分是原副邊繞組，半透明部分是磁罐。嵌套型3D仿真模塊深色部分是副邊繞組，淺色部分是磁罐和原邊繞組。毗連型和嵌套型剖分圖如圖圖9所示。3D仿真參數如表1所示。

表1 3D仿真參數Table 1 3D parameters of simulation

圖8 毗連型和嵌套型3D仿真模型Fig.8 Adjacent type and coaxial type topology 3D model

圖9 嵌套型3D仿真剖分圖Fig.9 Coaxial topology 3D trisurf model

通過仿真可得到任意時刻的仿真圖，選取1×10-5s,2×10-5s,0.000 5 s和0.001 s時刻毗連型繞組仿真圖如圖10所示。0.000 5 s和0.001 s時刻嵌套型繞組仿真圖如圖11所示。由圖10(a)和10(b)可知，針對毗連型拓撲在1×10-5s和2×10-5s時刻所建立的磁感應強度相對較弱，最大值分別只有6.196×10-4T和1.174×10-3T。其中2×10-5s的磁感應強度所達到的數量級和穩定磁感應強度相一致。當仿真時間達到0.005 s和0.01 s時刻其磁感應強度由圖可知，最大值分別為4.883×10-3T和6.779×10-3T。由以上4組數據可知0.001 s時刻的磁感應強度基本趨于穩定。

圖10 毗連型繞組仿真磁感應強度值標量圖Fig.10 Adjacent topology simulation scalaron the magnetic induction intensity

由圖11(a)和11(b)可知在0.000 5 s和0.001 s時刻嵌套型繞制拓撲的磁感應強度的最大值分別為8.883×10-4T和1.770×10-3T。對比兩組數據可知其在0.001 s磁感應強度基本可以達到穩定。針對相對穩定的磁感應強度，時刻0.000 5 s和 0.001 s,分別對比該的毗連型繞制方式和嵌套型繞制方式的磁感應強度平均值，可知在0.000 5 s時刻，毗連型磁感應強度平均值為2.445×10-3T遠大于嵌套型磁感應強度的平均值4.974×10-4T。在 0.001 s時刻，毗連型磁感應強度的平均值為3.393×10-3T，遠大于嵌套型磁感應強度的平均值8.861×10-4T。

圖11 嵌套型線圈仿真磁感應強度值標量圖Fig.11 Coaxial topology simulation scalaron the magnetic induction intensity

通過以上數據的分析可知，在相同1 mm最優工作區間工作的情況下，結合機械性能的優劣，以及毗連型拓撲結構所建立磁場優于嵌套型拓撲結構所建立的磁場的特點，得到CES中毗連型繞制拓撲為最優繞制拓撲。

結合上述關于Ansoft的仿真分析，毗連型為松耦合旋轉勵磁變壓器最優繞制拓撲的結論，組裝一臺試驗發電樣機，針對毗連型和嵌套型拓撲繞制方式進行對比試驗測試。LM5035驅動功率器件，工作頻率f=100 kHz。通過原邊提供勵磁能量，松耦合旋轉勵磁變壓器將能量從與定子測連接的變壓器原邊耦合到與轉子側連接的變壓器副邊，帶動改裝電機的松耦合旋轉勵磁變壓器副邊的勵磁部分做高速旋轉。改裝電機內部去掉了轉子勵磁繞組電刷和滑環部分，勵磁接線由電機內部引出與變壓器副邊連接，采用松耦合旋轉勵磁變壓器完全代替電刷的電接觸，真正意義上做到了無刷結構。

選擇工作氣隙1～3 mm，原邊輸入電壓約為12 V，副邊通過變壓器得到的電壓約為12 V。勵磁繞組的內阻R=5 Ω的情況下給出毗連型變壓器和嵌套型變壓器原、副邊電壓波形以及原邊電流波形，波形如圖12所示。其中原邊電壓up表示,副邊電壓用us表示。說明在最優工作氣隙條件下，毗連型和嵌套型均可以帶來了良好的傳輸性能。對比圖12(a)和12(b)可以看出嵌套型的電壓波形成類似于圓弧形狀，這對于副邊整流側電壓穩定帶來的負面的影響，而圖12(a)中的毗連型電壓穩定性高于后者。

圖12 原邊電壓、副邊電壓和原邊電流波形Fig.12 Primary side, the secondary side voltage waveform and the primary side current waveform

針對CES中的松耦合旋轉勵磁變壓器所帶來低耦合系數問題，必要的加入補償策略才能得到更為良好的傳輸性能。分別在二者效率最優處，相同的磁罐標準條件下，均引入串聯諧振策略，在不同補償電容的條件下得到了毗連型和嵌套型的效率參數。如表2。

表2 毗連型和嵌套型效率參數對比Table 2 Efficiency parameters comparison between the adjacent type and coaxial type

從表中可以看到在引入諧振補償策略后兩種拓撲傳輸效率均較高。嵌套型呈現似于正太分布形態，電子器件誤差范圍內均可得到較好的傳輸效率。嵌套型拓撲最高效率只比毗連型高1.38%，但其效率分布呈現雙峰形態，且隨著補償電容值的改變變化較大，穩定較差，不利于CES的穩定性。毗連型是適用于這CES較為合理準確的繞制方式。

在相同的氣隙條件下，毗連型繞制方式的窗口截面積遠大于嵌套型繞制方式。勵磁功率為低功率情況下，二者性能優劣差異很小。而實際輸出的勵磁功率要求達更高時，由于繞制方式和加工難度因素導致毗連型繞制拓撲顯著優于嵌套型繞制拓撲。

通過上述仿真和實驗的對比，得到毗連型繞制方式是針對CES的最為合理準確的拓撲。針對相對合理的毗連型繞制拓撲,測得勵磁電壓和原邊電流波形如圖13所示。在引入串聯諧振補償策略之后，原邊電流呈現標準正弦波，說明整個系統二端口網絡可以看成純阻性。同時勵磁電壓12 V，達到了理想的勵磁狀態。發電機通過勵磁之后輸出的相電壓波形如圖14所示。

圖13 原邊電流和轉子勵磁波形Fig.13 Primary side current waveformand the rotor excitation voltage waveform

圖14 定子相電壓波形Fig.14 Stator phase voltage waveform

從圖中可以得到相電壓幅值約為450 V的標準正弦，合理準確的實現了非接觸式勵磁系統的發電狀態的功能。驗證了所設計松耦合旋轉勵磁變壓器的準確性和該文所設計CES的可行性。

本文針對傳統的同步電機勵磁，設計一種新型的勵磁方式稱為非接觸式勵磁系統。在設計基礎上，重點分析在CES中松耦合旋轉勵磁變壓器不同繞制拓撲所建立的磁場優劣以及其傳輸性能帶來的影響，仿真和實驗結果表明：

1)松耦合旋轉勵磁變壓器，在毗連型繞制拓撲和嵌套型繞制拓撲在不同工作氣隙的Ansoft 2D模型,通過磁力線閉合程度和氣隙之間的關系仿真中，得出毗連型繞制拓撲磁力線閉合程度優于嵌套型所建立的磁場。松耦合旋轉勵磁變壓器無論在什么繞制拓撲時，最優工作區間均為1 mm。

2)Ansoft3D仿真，得到在最優工作氣隙1 mm從磁感應強度和磁場建立時間等參數對比中得到毗連型繞制拓撲所建立的磁場優于嵌套型所建立的磁場。針對CES本身，毗連型繞制拓撲為最優繞制拓撲方式。

3)測試樣機針對毗連型繞制拓撲和嵌套型繞制拓撲進行對比試驗，給出了相應的性能參數和效率參數。依據該文從二者的機、電、磁等幾方面的詳細對筆，性能參數的穩定性和效率的最高值差異結合機械加工難度，驗證了設計和仿真所得到的毗連型繞制拓撲為應用于CES中的最優拓撲的結論。

4)測試樣機發電機結果驗證了在毗連型繞制拓撲結合串聯補償策略時，進一步驗證了所設計松耦合旋轉勵磁變壓器的最佳工作氣隙為1 mm和繞制拓撲方式。通過測得的勵磁參數和發電狀態下的相電壓可知在高速旋轉的情況下變壓器有著良好的傳輸性能和CES的良好實現。驗證了本文設計的CSE這一新的勵磁方式的可行性和準確性，對同步電機勵磁提供了一種新的思路。