具有直流故障阻斷能力的電流主動轉移型MMC

陳 錚，陳 武，劉 忠，左向紅，施慎行，薛鐘兵

（1. 東南大學先進電能變換技術與裝備研究所，江蘇省南京市210096；2. 國網揚州供電公司，江蘇省揚州市225000；3. 國網北京市電力公司，北京市100055；4. 清華大學電機工程與應用電子技術系，北京市100084）

0 引言

模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）與傳統的電網換相換流器相比，不僅不存在換相失敗的問題，而且具有動態無功支撐、有功/無功控制解耦和輸出諧波特性優良等優點，因而在柔性直流輸配電領域得到廣泛應用［1-4］。

現有的工程實踐表明，直流系統特有的“低阻尼”“低慣性”的特點，導致其故障發展速度極快；同時，考慮到多種形式的遠距離、大規模新能源并網的需求，采用架空線路作為輸電方式顯得更為合適［5-6］。但是架空線路較電纜相比更易發生短路故障［7］。若仍采用半橋型MMC，則半橋子模塊（halfbridge submodule，HBSM）中續流二極管的存在使得直流短路故障發生后，即使閉鎖換流器也無法阻斷故障電流，這限制了柔性直流輸配電技術的大規模推廣。

針對上述難點，許多專家學者進行了深入研究，大體可以分為2 種技術路線。一種是通過直流斷路器（DC circuit breaker，DCCB）來阻斷故障電流，其中混合式DCCB 又因兼備快速開斷和低損耗的特性［8-9］成為理論研究和工程應用的首選。但是受限于絕緣柵雙極型晶體管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）的通流能力，快速大容量DCCB 的研制仍是難點，并且當DCCB 應用于直流電網時的造價也十分昂貴［10］。

另一種方法是通過改進MMC 拓撲結構來阻斷故障電流。各種具有故障阻斷能力的子模塊拓撲結構 被 提 出［11-12］，如 全 橋 子 模 塊（full-bridge submodule，FBSM）、鉗位型雙子模塊（clamp-double submodule，CDSM）等。為了降低成本，半橋和全橋混合級聯的MMC 拓撲被提出［13］。這種混合型MMC 利用FBSM 能夠輸出負電平的特性，在換流器檢測到故障后配以不同的控制策略迅速將直流出口電壓降為零，從而阻斷故障電流［14-15］。然而所有這些改進的子模塊均通過增加較多的開關管數量、損耗、控制復雜程度來獲得直流故障阻斷能力。此外，還有其他幾種通過改造換流器實現故障電流阻斷的方案，具有一定的經濟性。文獻［16］使用2 組控制開關和2 組串聯二極管閥對橋臂進行改造，使得故障發生后通過操作控制開關實現故障電流流向的改變，最終利用改造橋臂的HBSM 電容吸收故障能量。但是增加的2 組控制開關帶來運行損耗的提升。文獻［17］分別對換流器和直流線路進行了改造，省去了DCCB，在故障時旁路所有子模塊并通過橋臂電感投切模塊和電流泄放模塊的配合實現直流故障的阻斷。但是三相橋臂的改造仍帶來了較高的投資成本。文獻［18］將DCCB 與MMC 的故障阻斷特性結合起來，大幅度降低了MMC 的建設成本。但是故障阻斷過程中換流器交流閥側存在數個工頻周期的短路故障，可能影響交流側設備的安全運行。

基于上述研究背景，本文在傳統半橋型MMC的基礎上，對換流器的拓撲結構進行優化，提出一種具有直流故障阻斷能力的電流主動轉移型MMC（active current transferring MMC，ACT-MMC）拓撲結構。該拓撲增加了斷流支路、橋臂阻斷支路和能量吸收支路，通過各個支路開關時序的配合來主動轉移故障電流并最終實現換流器內部以及直流線路上故障能量的清除。本文提出的MMC 拓撲結構損耗增量較小，故障阻斷過程中也不會出現嚴重的短路或者過流現象，相對于半橋型MMC，投資成本增加很小的同時也保持了較快的故障阻斷速度。

1 ACT-MMC 拓撲結構分析

1.1 拓撲結構

本文所提ACT-MMC 拓撲結構如圖1 所示，其中：La為上下橋臂電感，Ra為橋臂等效電阻，Ls為交流系統等效電感，uj和ij（j=a，b，c）分別為j 相交流電壓和電流，ipj和inj分別為j 相上下橋臂電流且其正方向為圖中標出的方向。

圖1 ACT-MMC 拓撲結構Fig.1 Topology of ACT-MMC

該拓撲在傳統半橋型MMC 的基礎上進行如下3 個方面的改造。

1）在MMC 直流出口處增加了斷流支路［16］，該支路由一個IGBT 和若干個雙向晶閘管串聯而成。當MMC 正常運行時，該支路所有開關器件均閉合，可以雙向流通直流電流；當MMC 檢測到故障后立即關斷IGBT，轉移該支路電流，當斷流支路電流衰減到零后再關斷雙向晶閘管。

2）在c 相上下橋臂電感間增加橋臂阻斷支路，該支路由若干個電力電子開關構成，其中電力電子開關是由反串聯的IGBT 模塊和避雷器構成，設置避雷器可以避免開關內的IGBT 過電壓。在故障阻斷過程中，橋臂阻斷支路用于接收斷流支路的轉移電流，實現c 相橋臂電流流向的改變，同時利用避雷器吸收c 相上下橋臂電感中殘余的故障能量。換流器正常運行時，電力電子開關處于關斷狀態；一旦發生直流故障，給開關管以導通信號，轉移斷流支路電流到能量吸收支路中。

3）利用具有單向導電性的二極管構建用于吸收平波電抗器和直流線路電感所儲存故障能量的能量吸收支路。同時，在c 相下橋臂中增加若干個FBSM，從而在故障阻斷過程中將FBSM 電容投入到能量吸收支路中形成阻容吸收電路，達到加速故障電流衰減的目的。所增加的FBSM 個數根據故障阻斷時間和交流饋流2 個方面進行約束。正常運行時，二極管組D 承受反向電壓而阻斷了該支路電流的流通；故障狀態下該支路為線路側故障能量的泄放提供通道。

ACT-MMC 的整個故障阻斷過程可以分為以下2 個階段。

1）類旁路階段：此階段將換流器a、b 兩相子模塊閉鎖，c 相子模塊置于旁路狀態，主要為了進行開關操作和電流的主動轉移，讓斷流支路能成功分斷電流以及閉合電力電子開關，從而轉移斷流支路電流。同時，由于c 相所有子模塊均旁路使得MMC 直流出口電壓平均值鉗位在零電位［18］，限制了故障電流的上升。

2）閉鎖階段：此階段將c 相所有子模塊切換至閉鎖狀態，主要為了利用子模塊的電容來阻斷換流器內部以及直流線路側的故障電流。

1.2 HBSM 阻斷能力

有必要對HBSM 的故障阻斷能力進行探討。HBSM 的拓撲結構如附錄A 圖A1 所示，該子模塊由一對帶續流二極管的IGBT 和電容C 構成。半橋型MMC 之所以在直流短路故障后閉鎖換流器也無法阻斷故障，是因為換流器閉鎖后各個橋臂電流流經子模塊的流向是從端子b 到端子a，即橋臂電流通過IGBT 的續流二極管流向短路點，三相橋臂等效為一個不控整流電路。但是，若橋臂電流從端子a流向端子b 時，橋臂電流會流經子模塊電容，并對電容充電，即此時HBSM 能夠在故障回路中提供電容的反向電壓，從而具備故障阻斷能力。綜上所述，HBSM 具有正向阻斷能力而不具有反向阻斷能力。而本文中ACT-MMC 內部橋臂電流的阻斷便是利用HBSM 的正向阻斷能力。

2 控制策略及等效電路分析

對于ACT-MMC 而言，在換流器正常運行時斷流支路中的IGBT 導通，所有串聯的晶閘管也都被觸發導通，整個支路處于閉合狀態。橋臂阻斷支路的電力電子開關關斷，橋臂阻斷支路處于斷路狀態。能量吸收支路的二極管組D 也因為承受反向電壓而反向截止，該支路也處于斷路狀態。同時c 相下橋臂中的FBSM 工作在熱備用運行方式下［19］，即MMC 正 常 運 行 時，FBSM 被 旁 路，MMC 閉 鎖 后 便直接投入全橋。因此，整個MMC 在正常運行時與傳統半橋型MMC 基本相同，這里不再詳細介紹。

2.1 控制策略

所提ACT-MMC 應用于直流輸配電領域中，在發生短路故障后，需要各支路控制時序的配合。圖2 為ACT-MMC 在故障阻斷過程中各支路電流的波形示意圖。結合圖2 并以短路故障中最嚴重的雙極短路故障為例來說明該拓撲的控制策略，附錄A 圖A2 為ACT-MMC 在直流短路故障時的控制時序。

圖2 ACT-MMC 故障阻斷過程各支路電流波形Fig.2 Current waveform of each branch of ACT-MMC during fault blocking

1）t0時 刻 之 前，ACT-MMC 正 常 運 行，整 個MMC 的控制策略和傳統半橋型MMC 相同。

2）在t0時刻，直流線路發生雙極短路故障，交流源與子模塊電容同時向短路點放電，換流器內部橋臂電流和直流線路電流快速上升。

3）經過Δt0的延遲，檢測到故障并經過短暫延遲，在t1時刻換流器開始動作：閉鎖a、b 兩相子模塊，旁路c 相子模塊，并觸發導通橋臂阻斷支路中的IGBT。Δt0為故障發展階段，該時間段取決于檢測速度，一般情況下約為1～2 ms［20］。并且由于此階段橋臂電流較大的上升率會導致橋臂電抗過電壓，從而引起c 相橋臂阻斷支路避雷器動作。圖2 中橋臂阻斷支路在t0～t1時間段的負值電流即為避雷器動作的結果。

需要注意的是，故障發展階段過流保護閾值的設定要考慮測量系統和換流器控制裝置間的通信延遲，以保證故障電流處于斷流支路IGBT 的關斷閾值內，即實時檢測斷流支路電流，當電流達到過流保護的閾值后，經過通信延遲td后關斷斷流支路中的IGBT以轉移故障電流。td的典型值為150～300 μs［21］，本文取200 μs。

設Imax為斷流支路IGBT 的電流關斷閾值，if為流過斷流支路的故障電流，并考慮一定的保護安全裕度Imar，則斷流支路過電流保護的閾值Iset為：

4）經過Δt1的延遲，在t2時刻關斷斷流支路中的IGBT，將故障電流主動轉移至c 相橋臂、橋臂阻斷支路和能量吸收支路。此時，由于c 相子模塊均被旁路，斷流支路兩端的電壓為零，故而關斷其中的IGBT 不會引起開關器件上的過電壓。設置Δt1時間段是為了確保橋臂阻斷支路中電力電子開關已經導通并且能夠接收斷流支路電流的轉移，考慮到開關器件技術條件的限制，取50 μs［22］。

5）經過Δt2的延遲，待電流轉移結束后，在t3時刻關斷斷流支路中的晶閘管。Δt2是考慮到IGBT的關斷和電流轉移過程所設置的必需時間，通常取100～200 μs［18］。

6）經過Δt3延遲之后，在t4時刻導通斷流支路中的IGBT 以保證該支路晶閘管組和IGBT 開關管間的均壓［16］。待所有開關操作完成，將所有c 相子模塊切換至閉鎖模式，FBSM 和HBSM 反向電壓投入到故障回路中，利用子模塊電容的反向電壓阻斷故障電流。Δt3是考慮到晶閘管的關斷時間所設置的，通常在1 ms 以內。

7）經過Δt4的延遲，在t5時刻換流器各個橋臂電流均衰減到零時關斷橋臂阻斷支路中的IGBT，使得其中的避雷器吸收c 相上下橋臂電感中的殘余故障能量。Δt4取決于各個橋臂電流衰減到零的時間，由系統的容量和電壓等級決定。

8）在t6時刻，換流器內部各橋臂和直流線路上的故障電流均衰減到零，即故障清除完畢。

下面具體分析每個控制時序中ACT-MMC 的等效電路模型。

2.2 類旁路階段

在類旁路階段，ACT-MMC 中a、b 兩相子模塊閉鎖，c 相子模塊旁路，電路中表現出2 個電氣特征：子模塊端口短路，并且直流出口電壓為零，由此可以將類旁路階段的電路拆分為圖3 所示的2 個電路。

圖3 類旁路階段拆解電路Fig.3 Disassembling circuits during bypass-like stage

圖3（a）可以看成兩部分電路的疊加，即橋臂電感的放電回路（如圖4（a）中紅色點劃線所示）和三相電源的短路回路（如圖4（b）中紅色點劃線所示）。因此，每個橋臂電流應是2 種電路疊加的結果。圖3（b）為類旁路階段t1時刻，直流出口故障電流if經由二極管組進行續流的等效電路，此階段內if基本保持不變。圖3（b）中k 為過電流系數，Idcn為額定直流電流。

圖4 橋臂疊加電路Fig.4 Superposition circuit of bridge arm

圖4（a）中各相電感放電電流較易求解。此時，上下橋臂電感中的故障電流僅考慮其直流成分，即僅考慮電容放電的部分而忽略交流電源的饋流成分，則上下電感在t=t1時刻的初值電流相等，均為此時故障電流的1/3，故而有

式中：σ=La/Ra；電感電流初值I0f=If/3，其中If為故障電流if的幅值；iLj為j 相橋臂電感放電電流；iT為三相橋臂電感放電電流之和。

而對于圖4（b）中的電路，在各相參數和各橋臂參數相同的條件下，圖4（b）可以將三相拆分為單相進行分析。通過對電路列寫KVL 方程可得：

同時，注意到每相的上下橋臂電流與其交流側電流有如下關系：將式（5）代入式（4），有

以a 相為例，假設ua=Ussin（ωt），其中Us為交流相電壓峰值，ω 為工頻角頻率。那么對式（6）進行求解，便可得交流電流ia在類旁路階段的解析式，如式（7）所示。

需要注意的是，由于類旁路階段斷流支路電流的轉移作用，使得流過c 相橋臂子模塊電容電流從故障檢測時刻的負值，在類旁路階段結束時轉變為正值，即橋臂故障電流實現了流動方向的改變。這一變化非常重要，因為考慮到HBSM 具有正向阻斷能力，那么c 相上下橋臂在實現電流換向后便可以將自身橋臂中的子模塊電容反極性投入到故障回路中來吸收故障能量，完成橋臂故障電流的阻斷。

2.3 閉鎖階段

閉鎖階段換流器內部的阻斷過程取決于閉鎖時刻各個橋臂電流的方向，但阻斷機理還是利用HBSM 的正向阻斷能力。在本文所設置的檢測延遲和類旁路時間下，閉鎖c 相子模塊瞬間各個橋臂電流的流向如附錄A 圖A3 所示，upc和unc分別為c 相上下橋臂子模塊輸出電壓之和。c 相下橋臂電流不走FBSM 的原因在于：類旁路階段期間，流過FBSM 的電流iFB方向如附錄A 圖A4 所示，在閉鎖c相子模塊后，iFB方向不變，通過SIGBT2和SIGBT3的續流二極管走，SIGBT1和SIGBT4的續流二極管被電容電壓鉗位住，因此流經c 相下橋臂HBSM 電容的電流之后必然通過二極管D 流通。從圖A3 中可以列寫回路方程：

式中：C 為子模塊電容容值；NHB為每個橋臂內HBSM 個數。

將式（11）代入式（10）便解出c 相上下橋臂電流的解析式。該阻斷過程一直持續到c 相某一橋臂的電流衰減到零為止結束，此時附錄A 圖A3 中電流通路不再存在，換流器內部故障能量的清除進入到第2 階段。第2 階段故障的阻斷還是利用橋臂電流換向后，HBSM 的正向阻斷能力來完成，只不過阻斷回路稍有變化，其電路結構如附錄A 圖A5 所示。

對于附錄A 圖A5 中的電路而言，必然是交流電壓最大相橋臂和交流電壓最小相橋臂最后關斷。假設閉鎖時刻三相交流電壓峰值的關系為：Uc>0>Ua>Ub，此時分析c 相下橋臂和b 相下橋臂構成的回路（見附錄A 圖A6），該回路方程為：

式中：Req、Ceq和Leq分別為回路中的等效電阻、電容和電感。

該方程即為一個正弦激勵下的二階欠阻尼方程，其全響應如式（13）［23］所示：

換流器內部的各橋臂電流在經歷閉鎖第1 和第2 階段衰減到零后，換流器內部故障能量的清除進入第3 階段，即c 相上下橋臂電感中殘余故障能量的清除，此階段主要利用關斷電力電子開關中IGBT會產生過電壓，進而利用避雷器吸收殘余能量。

而FBSM 在閉鎖階段的作用顯而易見：主要是為了利用閉鎖狀態下全橋電容來加速線路側電感上故障能量的衰減，其在整個閉鎖階段的等效電路如附錄A 圖A7 所示。

設直流線路電阻和電感分別為RL和LL，對附錄A 圖A7 列寫KVL 方程，則有

從上述分析可知，閉鎖階段共有2 種電路：正弦激勵下的RLC 二階欠阻尼電路、無源RLC 二階欠阻尼電路共同作用來阻斷MMC 內部和直流線路上的故障電流。

2.4 FBSM 個數計算

對于所需增加的FBSM 個數NFB，首先考慮交流饋流的影響。在故障阻斷過程中直流出口電壓即為FBSM 電容電壓之和，通過列寫c 相下橋臂和交直流側構成的回路方程可得：

式中：UL為交流線電壓峰值；Up為交流相電壓峰值；Ucn為子模塊額定電壓；Mac為調制比，一般取0.85～0.9；Udcn為換流器出口額定電壓。

要保證交流側不饋流，即要滿足：

式 中：UFB，max為 整 個 阻 斷 過 程 中 所 有FBSM 允 許 達到的最大電壓之和；λ 為電壓安全系數，取0.9。

假設直流線路和平波電抗器上儲存的故障能量全部由FBSM 吸收，整個全橋電容上增加的能量ΔEc為：

故而FBSM 個數首先應滿足：

從式（17）反解出故障阻斷時間tf（t4～t6時間段）的表達式之后得：

根據式（22）和附錄B 表B1 的參數便可以畫出FBSM 個數NFB與tf的關系圖，如圖5 所示。

從圖5 中可以看出，當NFB=［1，2］時，tf的下降程度最大；當NFB≥2 時，tf的變化趨于平穩，故可知當NFB=2 時可以在增加最少器件的同時獲得最短的故障阻斷時間，可獲得最大效益。利用式（21）和式（22），同時根據故障阻斷時間要求，便可得出最終所需的FBSM 個數。

圖5 故障阻斷時間與FBSM 個數的關系Fig.5 Relationship between fault blocking time and number of FBSM

3 性能分析

從器件成本和運行損耗2 個方面，將所提ACTMMC 方案與文獻［16-18］中的故障阻斷型MMC 以及子模塊改進型方案CDSM 進行對比分析。在進行對比之前，首先做出如下假設以保證對比的公平性和滿足實際應用需求。

1）IGBT 的耐壓、耐流設定為額定值的1.5～2 倍。

2）5 種 拓 撲 方 案 均 以200 MW/320 kV 的 單 端MMC 為研究對象。

3.1 器件成本

所選IGBT 額定電壓為3.3 kV，將子模塊電容電壓設置為1.8 kV。對于半橋型MMC 而言，每個橋臂需要178 個HBSM，即356 個IGBT，三相共需要2 136 個IGBT。

本文所提的ACT-MMC，總共增加了3 個部分的支路：斷流支路、橋臂阻斷支路和能量吸收支路。斷流支路僅需增加一個相同電壓等級的IGBT，而該支路中的雙向晶閘管在故障阻斷過程中最大承受著整個c 相子模塊電容電壓之和，考慮一定的電壓安全裕度，斷流支路的最大耐壓設計為3 倍直流額定電壓。以額定電壓為2.6 kV 的T660N 型晶閘管為例，需要增加738 個晶閘管。橋臂阻斷支路在換流器正常運行時承受c 相上下橋臂電抗電壓之和，不超過30 kV。考慮某些惡劣情況，設置電力電子開關中避雷器的保護閾值為45 kV，則需要增加50 個IGBT。能量吸收支路在換流器正常運行時承受直流額定電壓，考慮1.5 倍的電壓裕度并選用額定電壓為2.2 kV 的D950N 型二極管，則需要增加219 個二極管。根據式（20）和式（21）可得至少需要新增4 個FBSM，并且采用與HBSM 相同型號的IGBT，需要增加16 個IGBT，則整個MMC 共需增加67 個IGBT。

根據相關開關器件和電容器單價，5 種拓撲方案所需器件的成本如附錄B 表B2 和附錄A 圖A8 所示。從表中可以看出，與傳統半橋型MMC 相比，本文所提ACT-MMC 方案、文獻［16-18］中的故障阻斷型MMC 方案和CDSM 方案附加成本分別為5.73%、3.62%、9.73%、10.42%和23.34%。本文所提ACT-MMC 方案的經濟性僅次于文獻［16］；文獻［17］一方面對三相橋臂的改造增加了較多的IGBT，另一方面，電流泄放模塊需要串聯大量的電容器組，導致換流器整體成本偏高；文獻［18］因為在換流器子模塊中采用了雙向晶閘管的旁路方案，晶閘管數量激增，所以其成本僅次于CDSM 方案；CDSM 拓撲是目前所需額外開關管最少的子模塊改進型方案，但由于增加了25%的IGBT 數量，導致其整體造價遠高于另外4 種改進方案。此外，對文獻［17-18］的分析中均沒有考慮超快速機械開關的成本，因此兩者的實際成本還會高于表中數據。

3.2 損耗分析

根據所選開關器件的數據手冊，利用仿真軟件PLECS 搭建了MMC 開關器件的損耗模型。仿真中平均開關頻率設置為150 Hz［24］，開關器件工作溫度設定在85 ℃并且忽略機械開關的導通損耗，得出的損耗對比結果如附錄B 表B3 和附錄A 圖A9 所示。除CDSM 外，其他4 種拓撲均是由附加支路的開關器件引入了額外的導通損耗；而CDSM 則是每個子模塊中常通IGBT 的存在導致其損耗大。ACT-MMC 拓撲損耗大于文獻［17-18］，而低于文獻［16］，這是因為ACT-MMC 中斷流支路新增了較多的晶閘管，并且晶閘管在換流器正常運行時需要承載直流電流。考慮到文獻［18］拓撲在故障阻斷過程中交流側存在長時間的短路問題，文獻［16］拓撲由于附加的2 組控制開關在換流器正常運行時均需要承載電流，其運行損耗過大，ACT-MMC 與文獻［16-18］拓撲方案相比仍有一定的應用價值。

4 仿真分析

為驗證所提拓撲對直流短路故障阻斷的可行性，在MATLAB/Simulink中搭建了60 MW/±50 kV的單端MMC 系統用以驗證。附錄B 表B1 給出了仿真的主要參數。

仿真中，MMC 故障前工作于整流模式，傳輸60 MW 的有功功率，過流保護的閾值根據式（1）設定為1 400 A。在0.2 s 發生雙極短路故障，故障電阻為0.01 Ω，故障點距離換流器直流出口50 km。當故障電流上升到斷流支路保護閾值，并經過200 μs的時延，換流器開始阻斷故障。如附錄A 圖A10（a）和（b）所示，MMC 在0.2 s（t0時刻）發生直流短路故障后，子模塊電容放電導致直流出口電流迅速上升，同時直流出口電壓因為電容的放電效應略有降低。

隨著0.201 4 s（t1時刻）換流器動作，a、b 兩相子模塊閉鎖，c 相子模塊被旁路，直流出口電壓被鉗位在零電位，故障電流也停止了上升，停留在1.54 kA，保證了60 A 的安全裕度。在0.201 45 s（t2時刻）關斷斷流支路中的IGBT，斷流支路電流開始向其他支路轉移，從附錄A 圖A10（e）至（g）中可以看出斷流支路電流迅速下降，并于t3時刻衰減到零，橋臂阻斷支路和能量吸收支路也接收到了斷流支路的轉移電流。整個t1～t4時間段交流側處于三相短路狀態，考慮到晶閘管300 μs 的關斷時間，類旁路階段存在時間很短（約為450 μs），所以交流側并不會出現很嚴重的過流現象。同時，從圖A10（d）中應注意到由于斷流支路電流的轉移作用，c 相橋臂故障電流也增長為a、b 兩相橋臂故障電流之和，但是c 相橋臂電流在類旁路階段峰值為1.4 kA，仍在子模塊開關管1.6 kA 的關斷能力之內。此外，根據所選IGBT 的器件手冊可知，該器件能夠承受1 ms 的過流，不會損壞子模塊中的開關管，因此不需要增大c 相橋臂子模塊IGBT 的通流能力。

在0.201 85 s（t4時刻）之后閉鎖換流器，此時直流出口電壓即為全橋電容電壓，故障電流在電容的吸收作用下開始衰減，并最終在14.6 ms 內實現線路上的短路故障阻斷。而換流器內部各個橋臂的故障電流在HBSM 電容反向電壓的作用下快速衰減，在0.206 26 s（t5時刻）完成了內部故障的初步阻斷，保障了各個子模塊中開關器件的安全。為了清除c 相上下橋臂電感中殘余的故障能量，在t5時刻關斷橋臂阻斷支路電力電子開關中的IGBT，c 相橋臂電感中殘余能量通過避雷器完全吸收，并于8.9 ms 內完成換流器內部故障能量的清除。

換流器內部故障阻斷過程中6 個橋臂子模塊電容電壓的變化情況如附錄A 圖A11 所示。結合圖A10（d）可以看到，由于類旁路階段斷流支路電流的轉移作用，c 相上下橋臂在閉鎖時刻實現了橋臂電流從負到正的換向，從而使得之后的整個換流器內部故障電流的阻斷都能依靠HBSM 的正向阻斷能力來完成，FBSM 電容電壓也因為吸收線路側故障能量而上升。同時可以看出，在整個故障阻斷過程中，所有子模塊的電容電壓并沒有出現半全橋混合型MMC 在故障阻斷過程中會出現的過電壓現象［25］，保證了電容的安全運行。

5 結語

本文將MMC 與DCCB 的故障阻斷特性結合起來，提出一種具有直流故障阻斷能力的MMC 拓撲結構，介紹了相應的運行過程并詳細分析了整個故障清除過程，得到了以下結論：

1）ACT-MMC 正常運行時，運行狀態及控制策略與傳統半橋型MMC 基本相同，控制成熟且難度低。

2）該拓撲充分利用DCCB 中斷流支路通過轉移故障電流來阻斷故障的特性，在利用轉移電流實現橋臂電流換向后結合HBSM 的正向阻斷能力來完成短路故障的阻斷，從而節省了DCCB 中昂貴的電力電子轉移支路。

3）通過附加3 個部分的支路使得半橋型MMC獲得直流故障阻斷能力，成本和損耗增量都較低，但是各支路中存在多種元件類型混用、器件均壓均流的問題，增加了故障阻斷過程中的控制復雜程度，換流器的整體可靠性略有欠缺。

另外，能量吸收支路中FBSM 在故障阻斷過程中僅為零電壓投入，若能反向電壓投入，則能進一步提高換流器的故障阻斷速度，這同時涉及換流器的不對稱運行問題，后續需要進一步研究相應的容錯控制。

附錄見本刊網絡版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網絡全文。