一種雙輸入高增益DC-DC變換器

2021-03-02 02:17:26林國慶張宙

電機與控制學報 2021年1期

林國慶，張宙

(福州大學福建省新能源發電與電能變換重點實驗室，福州 350116)

0 引言

隨著石油、煤、天然氣等化石資源的日漸枯竭以及環境問題日益突出，以光伏、燃料電池、地熱等為代表的可再生能源的利用越來越受到關注[1-4]。但是這些可再生能源存在供電質量差、受環境影響很大等缺陷，因此采用多種能源聯合供電的系統可以有效地提高供電系統的可靠性和電能質量[5]。可再生能源的低電壓通常是18～56 V，不宜直接并網發電或者給負載供電，所以需要直流變換器將較低的電壓升到200～400 V或者更高的電壓等級[6-11]，空間站衛星系統中通常需要把16～28 V的光伏電池電壓通過高增益直流變換器提升到100 V。因此，研究多輸入高增益直流變換器具有重要意義。

多輸入高增益直流變換器可以分為隔離型和非隔離型兩種。隔離型多輸入變換器可以通過增大變壓器的匝比提高電壓增益，輸入能量也可以靈活地分配，電路安全性較高，但是高的匝比會使得電路效率大大降低，還會使電路的體積和重量變大[12-15]。傳統的非隔離型多輸入變換器采用基本的BOOST電路在輸出端并聯，以實現多個能源獨立和分時供電，這種電路可靠性高、控制簡單，但是無法實現較高的電壓增益。

文獻[16]提出了一種無耦合電感非隔離多輸入直流變換器。在該電路中，每個輸入源對應一個輸入模塊，并且隨著模塊數目增加，變換器電壓增益隨之升高，但是每個輸入模塊都使用了較多的電感、電容和開關管，各開關管也不共地，因此該變換器的成本較高，體積較大，設計較為不便。

文獻[17]所提變換器拓撲是基于二極管電容增壓單元，該變換器結構與控制相對簡單，理論上輸入源數目可以無限增加并且各輸入源相互獨立，但是該拓撲電壓增益較低，要實現較高變壓比需要使用較多的增壓單元，而且輸入端串聯的二極管會使得電路的效率大大降低。

文獻[18]提出了一種集成的雙輸入直流變換器，該電路只使用了一個電感，因此電路體積和重量得到有效降低，但是所使用的3個開關管均不共地，與輸入源串聯的二極管增大了電路損耗，并且只有在輸入源1的電壓低于輸入源2的電壓時，電路才能正常工作，這些缺陷極大地限制了該變換器的應用。

文獻[19-20]提出的雙輸入直流變換器均是基于BOOST拓撲，都采用二極管電容增壓單元實現高的電壓增益，控制簡單，開關管電壓應力較低，但是2種變換器均無法在單路供電時正常工作。

針對以上問題，本文提出了一種基于開關電容增壓單元的雙輸入高增益直流變換器，通過引入開關電容電路，使兩路輸入源在單獨或同時供電時均可以實現高電壓增益，且具有電路簡單、開關器件電壓應力低、供電靈活等優點。

1 工作原理

本文提出的雙輸入高增益直流變換器拓撲如圖1所示。輸入電源Vi1、電感L1、開關管S1、二極管D1、D2和電容C1、C2構成一個單輸入雙輸出的BOOST變換器，電感L1續流階段同時給電容C1、C2充電；輸入電源Vi2、電感L2、開關管S2、二極管D4和電容Co構成另一個BOOST變換器，電感L2續流階段，電感與輸入電源Vi2、電容C1、C2串聯在一起給負載供電，從而獲得較高的電壓增益。

圖1 雙輸入高增益直流變換器

為了簡化分析過程，作出如下假設：

1)電感L1和L2足夠大，電感電流連續；

2)所有器件均為理想器件；

3)電容C1、C2、Co足夠大，其電壓Vc1、Vc2、Vo穩態時保持恒定，且C1=C2。

根據輸入端電源連接方式不同，電路可以工作在3種供電模式。

1.1 電源Vi1、Vi2同時供電工作模式

電源Vi1、Vi2同時供電時，變換器主要工作波形如圖2所示。開關管S1、S2為交錯控制，且2個開關占空比Ds1、Ds2滿足Ds1+Ds2≥1，并且假設由Vi1供電的BOOST變換器增益足夠高，其輸出電壓始終大于Vi2，二極管D3處于截止狀態，在一個開關周期，變換器有4種工作模態，如圖3所示。

圖2 變換器主要工作波形

圖3 Vi1、Vi2同時供電開關狀態的等效電路

1)工作模態1[t0-t1]:t0時刻，開關管S2導通，S1繼續導通，Vi2通過開關管S2給電感L2充電，Vi1通過開關管S1繼續給電感L1充電，電感L1和L2的電流線性上升，4個二極管反向截止，輸出電容Co給負載供電。

2)工作模態2[t1-t2]:t1時刻，開關管S1關斷，S2導通，電感L1續流，其電流線性下降，此時續流路徑有2條：①電感電流經過D2對電容C1充電；②電感電流經過D1、S2對電容C2充電。Vi2繼續通過開關管S2給電感L2充電，電感L2電流繼續線性上升。二極管D3、D4承受反壓截止，輸出電容Co給負載供電。

3)工作模態3[t2-t3]:此時運行狀態跟模態1相同，不再重復分析。

4)工作模態4[t3-t4]:t3時刻，開關管S2斷開，S1繼續導通，電感L2與C1、C2、Vi2串聯，經過S1和D4給輸出電容Co充電，同時向負載供電，電感L2電流線性下降。Vi1繼續通過開關管S1給電感L1充電，電感電流線性上升；二極管D2承受電容C1電壓而反向截止。

1.2 電源Vi1單獨供電工作模式

Vi1單獨供電時，開關管S2一直導通，開關管驅動波形如圖4所示，則一個開關周期內變換器有2種工作模態，如圖5所示。

圖4 開關驅動波形

圖5 Vi1單獨供電時開關狀態的等效電路

1)工作模態1[t0-t1]:t0時刻，開關管S1、S2均導通，Vi1通過開關管S1給電感L1充電，電感電流線性上升，電容C1、C2串聯經過S1、S2、D4給電容Co充電，同時給負載供電，二極管D2承受電容C1電壓而反向截止，D3承受電容C2電壓而反向截止。

2)工作模態2[t1-t2]:t1時刻，開關S1關斷，S2繼續開通，電感L1續流，電感電流線性下降，此時續流路徑有2條：①電感L1電流經過D2對電容C1充電；②電感電流經過D1、S2對電容C2充電。二極管D3、D4承受反壓截止，輸出電容Co給負載放電。

1.3 電源Vi2單獨供電工作模式

Vi2單獨供電時，開關管S1一直關斷，開關管驅動波形如圖6所示，一個開關周期內變換器有2種工作模態，如圖7所示。

圖6 開關驅動波形

圖7 Vi2單獨供電時開關狀態的等效電路

1)工作模態1[t0-t1]:t0時刻，開關管S1關斷、S2導通，Vi2通過開關管S2給電感L2充電，電感L2電流線性上升，同時輸入Vi2經過D3、S2給電容C2充電，二極管D1、D2、D4承受反壓截止，輸出電容Co給負載放電。

2)工作模態2[t1-t2]:t1時刻，開關管S2關斷，S1仍然關斷，電感L2續流，與Vi2、C2串聯通過D2、D4給輸出電容Co充電，同時給負載供電，二極管D1、D3承受反壓截止。

2 性能分析

2.1 增益分析

基于上述分析，可以進一步求得3種供電方式下變換器的電壓增益。

2.1.1 電源Vi1和Vi2同時供電情況

根據電感L1的伏秒平衡有：

(1)

可以得到：

(2)

(3)

根據電感L2的伏秒平衡有：

(4)

可以得到

(5)

假設兩路輸入電壓相同，占空比相同，即Vi1=Vi2、Ds1=Ds2=D，則增益表達式為

(6)

2.1.2 電源Vi1單獨供電情況

根據式(1)～式(3)可以得到此模式下輸出電壓為

(7)

增益為

(8)

2.1.3 電源Vi2單獨供電情況

對電感L2，根據伏秒平衡式有

(9)

穩態下有Vc2=Vi2，可以得到輸出電壓

(10)

增益為

(11)

假設兩路輸入電壓相同，占空比相同，可以繪出本拓撲在雙輸入、單輸入情況下電壓增益曲線，如圖8所示。可以看出，在3種供電模式中，雙路供電時變換器電壓增益最高，Vi1單獨供電時電壓增益高于Vi2單獨供電時電壓增益。

圖8 電壓增益曲線

2.2 器件應力分析

由以上的各個工作模態及理論分析，可以推到得到各個開關器件在不同供電模式下的電壓應力。

2.2.1Vi1單獨供電

此模式下，開關管S1的電壓應力為電容C1上的電壓，開關管S2不承受電壓，即

(12)

二極管D1、D3的電壓應力為電容C2上電壓，二極管D2的電壓應力為電容C1上電壓，由于2個電容電壓相等，所以有：

(13)

2.2.2Vi2單獨供電

此模式下，開關管S2的最大電壓為輸出電壓減去電容C2上的電壓，開關管S1在此模式下不承受電壓，即

(14)

在二極管D4導通時，二極管D1承受最大電壓，即輸出電壓減去電容C1上的電壓，而電容C1上的電壓為零，所以D1電壓應力為Vo；同理，二極管D3導通時，二極管D4承受最大電壓，二極管D2、D4導通時，二極管D3承受最大電壓；二極管D2在此模式下不承受反壓，具體應力為

(15)

2.2.3Vi1和Vi2同時供電

在雙輸入模式下，開關管S1的電壓應力為電容C1上的電壓，開關管S2在電感L2續流時承受最大電壓，即輸出電壓減去電容C1、C2上的電壓，具體表達式為：

(16)

在開關管S1導通時，二極管D2承受最大電壓，即電容C1電壓；同理，二極管D2導通時D4承受最大電壓，二極管D4導通時D1承受最大電壓；二極管D3在開關管S2斷開時承受最大電壓，具體表達式如下：

(17)

由以上推導可知，所提變換器具有較低的開關器件電壓應力，在電路工作時半導體兩端低的電壓有助于降低電路損耗。

在電路設計時，應當按照最壞的應力條件進行器件選型。根據以上應力分析可以得到開關器件最大電壓應力為

(18)

2.3 電路電流情況分析

假設Vi2路驅動信號相對于Vi1路驅動信號的相移為α，以開關管S1導通時刻為起點，之后的一個開關周期內，電感電流iL1為：

(19)

電感電流iL2為：

(20)

式(19)和式(20)中，電感電流iL1，iL2也為兩路輸入電流；IL1，IL2為電感電流平均值。

對于電容C1可以列寫安秒平衡式：

(21)

化簡后可得輸入電流之間的關系：

(22)

可見，兩路輸入電流的比值僅與兩路開關管的占空比有關，因此可以通過調節兩路占空比的大小控制輸入電流，進而對兩路輸入源進行功率分配與能量管理。兩路輸入源的功率關系可以由兩路輸入電壓和式(22)得到，即

(23)

在實際閉環系統中，3種供電模式的開關管控制方式如下：雙路供電時，輸出端穩壓是通過控制其中一個開關管(S1或S2)的占空比來實現，另一個開關管(S2或S1)的占空比是根據兩路輸入功率的比例及輸入電壓大小由式(23)得到，兩路輸入功率的比例分配由2個供電模塊的功率大小確定，這樣通過控制兩路開關管的占空比就可以實現輸出電壓恒定及使兩路輸入功率按所設定的比例進行分配；Vi1單路供電時，輸出端穩壓是通過調節開關管S1的占空比實現(開關管S2始終保持開通)；Vi2單路供電時，輸出端穩壓是通過調節開關管S2的占空比實現(開關管S1始終保持關斷)。

2.4 電感電容參數設計

為了保證電路工作于電感電流連續模式，電感取值須大于臨界導通模式下的計算值，即

(24)

式中ΔiL1、ΔiL2分別為設計要求電感L1、L2電流的最大紋波值。

電容的取值主要考慮控制其電壓紋波不超過設計限制值，其計算公式如下：

(25)

式中：ΔVC1、ΔVC2、ΔVo分別為電容C1、C2、Co可接受的最大電壓紋波值；Io為輸出電流平均值。

2.5 同類拓撲主要特性比較

為更好了解所提變換器性能，將之與同類的變換器拓撲進行了對比，具體數據如表1所示。為確?？杀刃?，文獻[16]變換器選取2個輸入源的情況，文獻[17]選取2個輸入源和2個增壓單元情況，所有變換器的各輸入源電壓相等，各主開關管占空比相等均為D。因部分拓撲無法實現單路供電的功能，所以開關管應力和電壓增益均選取雙輸入時的情況進行比較。

表1 同類拓撲對比

可以看出，所提變換器的電壓增益相比于雙BOOST并聯變換器、文獻[17-18]變換器具有明顯的優勢，文獻[16]在實現雙輸入的功能時使用了大量的開關管和電感電容器件，實現了高的電壓增益，但是電路的成本較高，設計與控制比較復雜。本變換器在僅使用2個開關管和相對不多的無源器件時，實現了單輸入源可獨立供電的功能，確保了供電系統的可靠性；同時2個開關管共地，簡化了驅動電路的設計；開關管應力較低，有助于器件選型和提高變換器的效率。

3 仿真與實驗

3.1 仿真驗證

為驗證上述理論分析的正確性，本文對上述3種供電模式進行了仿真驗證，并針對雙路供電模式進行了輸出短路和輸入欠壓的故障模擬仿真。仿真參數見表2，仿真結果如圖9至圖12所示。從圖9至圖11可以看出，雙路供電時Ds1=Ds2=0.621、Vi1單路供電時Ds1=0.746，Vi2單路供電時Ds2=0.852，開關管的工作占空比與理論計算相符，且3種模式供電下輸出電壓均能穩定在380 V左右，各開關管、二極管以及電容的電壓應力與理論分析一致。從圖12可以看出，當發生短路和欠壓故障時，2個開關管均關斷，電路可以進行有效地保護，當故障消失后，電路又能恢復正常工作。

表2 電路仿真參數

圖9 雙路供電仿真波形

圖10 Vi1供電仿真波形

圖11 Vi2供電仿真波形

圖12 故障仿真波形

3.2 實驗驗證

基于上述分析，搭建了一臺雙輸入高增益DC-DC變換器樣機。表3所示為實驗條件以及根據式(18)、式(24)、式(25)確定的元件參數和型號。實驗平臺如圖13所示。

圖13 實驗平臺

表3 電路參數

圖14為Vi1=Vi2=48 V時的實驗波形。其中圖14(a)為2個開關管的驅動電壓ug1、ug2和漏源電壓uds1、uds2波形，可以看出，電路工作在所設計的輸入輸出電壓時，2個開關管工作占空比為Ds1=Ds2=0.623，可以在實現較高增益的同時避免了極大占空比的出現，2個開關管漏源電壓的最大值分別為127.9 V、128.4 V；圖14(b)為Vi1路和Vi2路的輸入電流iin1，iin2以及電容C1、C2兩端電壓波形，穩態下輸入電流連續，電容電壓基本不變；圖14(c)為兩路輸入源電壓Vi1，Vi2與輸出電壓Vo波形，可以看出輸出電壓穩定在382.2 V；圖14(d)為4個二極管兩端電壓，D1、D2、D3、D4的電壓應力分別為255.3、128.1、207.5、254.6 V，與式(17)分析一致。

圖14 雙路供電實驗波形

圖15為Vi1路輸入源單獨供電且Vi1=48 V時的實驗波形。其中圖15(a)為2個開關管的漏源電壓、Vi1路輸入電流iin1以及開關管S1驅動電壓波形，可以看出，Ds1=0.749，輸入電流連續，開關管S1漏源電壓最大值為192.5 V；圖15(b)為輸出電壓和電容C1、C2兩端電壓波形，C1、C2電壓基本不變，輸出電壓穩定在381.6 V；圖15(c)為4個二極管兩端電壓，D1、D2、D3、D4的電壓應力分別為192.2、191.9、192.7、193.1 V，約為輸出電壓一半，與式(13)分析一致。

圖15 Vi1供電實驗波形

圖16為Vi2路輸入源單獨供電且Vi2=48 V時的實驗波形。其中圖16(a)為2個開關管的漏源電壓、Vi2路輸入電流iin2以及開關管S2驅動電壓波形，在開關管S2導通期間輸入源會直接對電容C2充電，因此輸入電流不是線性變化，開關管S2驅動占空比Ds2=0.857，開關管S2漏源電壓為334.2 V；圖16(b)為輸出電壓和電容C1、C2兩端電壓波形，C1、C2電壓基本不變，輸出電壓穩定在382.4 V；圖16(c)為4個二極管兩端電壓，D1、D2、D3、D4的電壓應力分別為383.4、0、334.6、333.9 V，與式(15)分析一致。

圖17給出了變換器在不同輸入電壓時的實驗波形。其中，圖17(a)、圖17(b)為雙路供電時不同輸入電壓的波形，可以看出兩路輸入電壓變化時2個開關管占空比隨之變化，而輸出電壓保持不變；圖17(c)、圖17(d)為單路供電時的工作波形，結合圖15(a)、圖16(a)可以看出，輸入電壓變化時，通過改變占空比仍可使輸出電壓保持不變。不同輸入條件下電壓增益與占空比關系均與理論分析相符。