輸入并聯輸出串聯LCC變換器的設計

楊曉光 ，高正 ，席利根 ，李宇麒 ，溫靜

（1.河北工業大學省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室，天津 300130；2.河北工業大學河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室，天津 300130）

高壓電源在X-射線技術、靜電除塵技術等領域應用廣泛[1-3]。其中高頻逆變部分通常為諧振變換器，可實現開關管的零電壓或零電流的開通和關斷，降低了電磁干擾，減小了開關損耗。LCC諧振變換器兼具串聯諧振變換器和并聯諧振變換器的優點，同時，工作在斷續模式下的LCC諧振變換器具有良好的調頻調壓特性，因此LCC諧振變換器更適合高壓電源[4-7]。

LCC變換器中高壓變壓器的絕緣應力及其分布參數等問題限制了高壓電源電壓等級和功率等級的進一步提高。較之集中式結構，多倍壓電路與模塊化結構的各種組合能夠有效地提高高壓電源的電壓與功率等級，其中，模塊化結構更有利于電壓等級和功率等級的擴展[8-9]。

模塊化結構中輸入并聯輸出串聯型（input parallel output series，IPOS）結構更適合高電壓輸出。其優點在于每個模塊的輸出電壓為總輸出電壓的1/n，大大降低輸出整流二極管的電壓應力，n為模塊數；并且每個模塊的輸入電流為總輸入電流的1/n，降低了開關器件的電流應力[10]。由于高壓變壓器的寄生參數會存在一定的差異，該差異會導致各模塊所能承擔的負載不同，進而導致各單元模塊輸出電壓不一致[11]；為保證IPOS系統穩定工作，必須使各單元模塊輸出均壓。

目前解決該問題的方法主要是通過控制策略，例如：集中控制法、分布邏輯控制法和主從控制法[12]。主從控制法具有可靠性高和程序實現簡單的優點，廣泛應用于模塊化電路[13]。

本文提出一種IPOS LCC軟開關諧振變換器。該變換器采用脈沖頻率調制（pulse frequency modulation，PFM）技術調壓，采用主從控制方法和脈沖跨周期調制技術（pulse skipping modulation，PSM）進行均壓，采用交錯控制技術以減小紋波。

1 IPOS LCC變換器原理分析

IPOS連接的變換器拓撲如圖1所示，其中Uin為輸入電壓，Uo為總輸出電壓，Io為總輸出電流；第i個單元模塊變換器拓撲如圖2所示（i=1，2，…，n），圖2中，S1～S4為功率開關管，D1～D4為功率開關管寄生反并聯二極管，Uoi為輸出電壓，Iini為輸入電流，Lsi為串聯諧振電感，Cpi為并聯諧振電容，Csi為串聯諧振電容，Tr為變壓器，Ki為匝比，DR1～DR4為整流二極管，Idi為整流橋輸出電流，Co為濾波電容。

圖1 IPOS變換器拓撲Fig.1 Topology of IPOS converter

圖2 單元模塊變換器拓撲Fig.2 Topology of converter for unit module

當LCC串并聯諧振變換器的諧振參數確定后，可得諧振頻率f0：

當開關頻率fs＜0.5f0時，變換器工作在斷續模式（discontinous conduction mode，DCM）。對于DCM模式，又分為DCM1與DCM2兩種模式，主要波形圖如圖3所示。

圖3 DCM1和DCM2的主要波形圖Fig.3 Main waveforms of DCM1mode and DCM2mode

圖3中，工作在DCM模式下的變換器，開關管開通時，由于存在變壓器漏感，使得諧振電流緩慢上升能夠實現零電流開關（zero current switch，ZCS）；在諧振電流反向流過反開關管的并聯二極管期間，控制開關管關斷，實現ZCS和零電壓開關（zero voltage switch，ZVS）。對于DCM1模式，保證在[t2，t3]時間段內關斷驅動信號，開關管能夠實現ZCS；對于DCM2模式，只要保證開關管在[t1，t3]期間關斷，開關管能夠實現ZCS。

以DCM2實現軟開關為例，由文獻[7]的模態分析可知DCM2模式下t01，t03表達式如下：

其中

式中：t01，t03分別為[t2，t4]和[t0，t2]的持續時間。

變換器工作在 DCM2模式時，使 t01＜ton＜t03，可保證諧振電流反向流過反開關管的并聯二極管期間實現ZCS和ZVS，其中，ton為驅動脈沖的高電平時間。在實際控制中使開通時間略大于t01，可以實現ZCS。

2 IPOS變換器控制策略

為了實現IPOS變換器各個模塊在軟開關條件下的均壓控制，本文控制策略具有以下特點：

1）所有單元模塊開關頻率相同，以滿足交錯控制的要求；

2）恒定脈寬，以滿足LCC諧振變換器實現軟開關的要求；

3）開關頻率可調，以實現IPOS輸出電壓的控制；

4）采用PSM技術，通過控制脈寬置零的脈沖個數實現模塊均壓控制。

脈沖跨周期調制技術控制驅動脈沖序列如圖4所示。為了便于說明，假設單位時間的脈沖個數k=25，圖4中虛線脈沖表示0功率脈沖。每個脈寬都相同，但包含有功率脈沖和0功率脈沖，其特點是連續N個有功率脈沖后，第N+1個脈沖為0功率脈沖，1≤N＜k。例如，當N=3時的脈沖序列如圖4a所示，當N=5時的脈沖序列如圖4b所示。

圖4 PSM控制驅動脈沖Fig.4 Drive pulse for PSM control

當采用PSM控制LCC變換器時，依據其實際的脈沖個數，可以定義一個等效頻率fse。當采用PFM控制LCC變換器時的開關頻率也等于fse時，兩種控制方式下的LCC變換器的輸出電壓近似相等。因此PSM相應于PFM的等效頻率為

式中：N為連續有功率脈沖個數；fs為開關頻率。

本文控制策略控制量為脈寬PW。首先確定脈寬以滿足LCC變換器軟開關的需求，通過調整fs實現恒壓，調整N實現均壓。因為恒壓控制與均壓控制都沒有改變脈寬，使得IPOS LCC變換器在進行恒壓控制與均壓控制時仍然能夠實現軟開關。

圖5為IPOS變換器的控制流程圖，模塊間均壓控制方法采用自動選主的主從控制策略。輸出電壓最小的模塊為主模塊，其余模塊為從模塊。主模塊采用PFM調制技術，從模塊采用PSM調制技術。Uom為主模塊輸出電壓，Uo*為IPOS變換器輸出電壓的預期值。Ni表示第i個單元模塊N個脈沖后有一個0功率脈沖，ε1為系統輸出電壓允許誤差，ε2為均壓允許誤差，Δf為調頻步長，ΔN為0功率脈沖步長。

圖5 IPOS系統控制流程圖Fig.5 Control flow chart for the IPOS converter

系統上電進行程序初始化，開關頻率由小到大以軟啟動的方式升壓。各單元模塊驅動脈沖相位依次延遲1/（2n）個開關周期Ts，以實現交錯控制。系統初始化結束后，均壓控制、穩壓控制和交錯控制同時進行。

3 實驗研究

雖然LCC變換器主要用于高壓電源，但考慮到高壓IPOS變換器樣機試制成本高，而降低變換器的電壓等級同樣也能驗證IPOS LCC變換器軟開關條件下的控制方法。因此，為了簡化實驗，本文設計了工作于低電壓條件下的兩模塊IPOS變換器。

實驗條件：Ls=3 μH，Cs=5 μF，由式（1）可知f0=41 kHz，使開關頻率工作在20.5 kHz以下變換器即可工作在DCM模式。由式（2）可知t01=12 μs，保證PW＞12 μs即可實現ZCS。輸入直流電壓Uin=40 V，IPOS滿載運行時負載電阻Ro=80 Ω，fs的范圍為2～20 kHz，PW=20 μs，IPOS給定輸出電壓Uo=400 V，滿載功率為2 kW。

單元模塊變換器實驗波形如圖6所示。圖6a為負載電阻為滿載10%時IPOS單元模塊變換器的諧振電流波形，此時fs的值約為6 kHz。圖6b為滿載時單元模塊變換器的諧振電流波形，此時fs約為20 kHz。圖6中Uce為開關管兩端電壓波形，ir為諧振電流波形，Uge為驅動脈沖信號波形。實驗波形表明，兩單元模塊IPOS變換器在輕載與滿載時，都能工作于零電流開通（ZCS）與零電壓關斷（ZVS）。

IPOS變換器滿載時兩單元模塊交錯控制波形如圖7所示，ir1為單元模塊1的諧振電流波形，ir2為單元模塊2的諧振電流波形，ir2比ir1滯后1/4個開關周期，實現了交錯控制。圖7中ir1在橢圓形虛線內缺失1個開關周期的諧振電流波形，對應一個0功率脈沖。Uo1為單元模塊1（從模塊）的輸出電壓。

圖6 單元模塊變換器實驗波形Fig.6 Tested waveforms of unit module converter

圖7 兩單元模塊交錯控制實驗波形Fig.7 Tested waveforms of two module converters with interleaving control method

IPOS兩單元模塊整流器輸出電流波形如圖8所示，id1為單元模塊1整流橋輸出電流，id2為單元模塊2整流橋輸出電流，電流紋波頻率為變換器開關頻率的4倍。圖中橢圓形虛線內缺失兩個周期的id1電流波形，對應圖7中ir1缺失一個周期的波形，在此周期內不向負載傳遞能量，以降低了從模塊的輸出電壓。

圖8 兩單元模塊采用交錯控制時整流橋輸出電流波形Fig.8 Output current waveforms of the converter rectifiers of the two module with interleaving control

實驗結果表明，IPOS變換器無論是軟啟動過程還是發生負載突變過程中都能實現軟開關，同時能夠實現均壓穩壓控制。

系統采用均壓控制時兩單元模塊輸出電壓波形如圖9所示，t=0時刻啟動IPOS變換器，fs初始值為2 kHz，t=0.8 s時達到穩態，在t=1.9 s時將負載電阻切換為Ro=150 Ω，t=2.7 s時再次達到穩態，在t=4.5 s時將負載電阻再次切換到Ro=80 Ω，t=5 s時再次達到穩態。圖9所示的實驗結果表明：在整個過程中兩模塊的電壓基本相同，系統穩態運行時模塊間的均壓誤差小于2%，具有很好的均壓特性。

圖9 系統采用均壓控制時兩單元模塊輸出電壓波形Fig.9 Output voltage waveforms of two module converter system with voltage-sharing control strategy

圖10為軟開關實驗波形。圖10a～圖10c分別為對應圖9中A，B與C三處附近的波形，可以看出兩個模塊都能實現ZCS和ZVS。IPOS系統變換器輸出電壓波形如圖11所示。從圖11看出，IPOS變換器滿載時輸出電壓誤差小于1%。從圖10a～圖10c可以得出圖9中A，B，C三處電流的諧振周期分別為28 μs，20 μs和26 μs；因此，在設計諧振LCC諧振變換器時要考慮諧振參數和脈沖寬度的配置以保證ZVS。

圖10 軟開關實驗波形Fig.10 Waveforms of soft switching

圖11 IPOS系統變換器輸出電壓波形Fig.11 Output voltage waveform of the IPOS converter system

4 結論

本文提出的IPOS LCC變換器采用主從控制方法，主模塊采用PFM調制技術進行電壓調節，從模塊采用PSM調制技術進行均壓控制，并使用交錯控制方法減小紋波。最后通過實驗證明變換器在軟啟和負載突變過程中能夠實現軟開關，穩態運行時模塊間均壓誤差小于2%，穩壓誤差小于1%。