一種高功率因數低紋波LED驅動電源的研究

黃秀玲，林國慶，蘇錦文

（福州大學電氣工程與自動化學院，福州 350108）

LED以其發光效能好、使用響應快、壽命長、節能環保以及小巧耐用等優點，在照明應用場合逐漸取代了白熾燈等傳統照明光源。在交流供電場合下，為滿足美國能源之星的標準和IEC61000-3-2的諧波要求，減少對電網的污染，LED驅動電源需要實現功率因數校正PFC（power factor correction）功能。有源功率因數校正技術是抑制電流諧波，降低電力電子裝置對電網諧波污染的有效辦法[1-3]。高功率因數LED驅動電源分為單級式和多級式，單級式LED驅動電源具有效率高、結構簡單和成本低等優點，但瞬時輸入功率和恒定輸出功率的不平衡，導致其輸出電流低頻紋波大，使LED發生頻閃[4-8]。

文獻[9-12]通過儲能電容以及雙向 DC/DC變換器對輸入、輸出瞬時功率差值進行吸收與補償，實現低輸出電流紋波，但是一部分功率進行了3次轉換，使得整體效率比常規反激電路低，其次為了實現整體電路的無電解電容，儲能電容兩端的紋波電壓較大，增加了器件的電壓應力，且由于采用了雙向變換器，電路控制變得復雜；文獻[13-15]通過疊加基波電流與奇次諧波電流來調整輸入電流波形，降低瞬時輸入功率的波動，實現輸出紋波的抑制，但輸入電流中高次諧波的含量增加，導致功率因數降低且紋波抑制效果不明顯。

本文提出一種高功率因數低輸出紋波的單級LED驅動電源，通過紋波補償電路吸收漏感引起的電壓尖峰能量，并將能量反饋到負載側，實現了對輸出側低頻紋波的抑制。

1 電路拓撲及工作原理

1.1 電路拓撲

圖1為所提具有高功率因數低紋波的LED驅動電源電路拓撲。電路由隔離型交錯并聯Boost變換器和紋波補償電路組成，紋波補償電路輸出與交錯并聯Boost變換器輸出并聯為LED負載供電。交錯并聯Boost變換器由電感L1和L2、開關管S1和S2、變壓器 T1、輸出整流二極管 D5～D8組成，實現功率因數校正和恒流輸出；紋波補償電路由箝位電路和反激變換器組成，箝位電路由箝位二極管D9、D10和箝位電容C1組成，用于吸收由漏感引起的電壓尖峰能量，反激變換器由變壓器T2、開關管S3和整流二極管D11組成，用于產生低頻紋波補償信號，實現LED驅動電源的低紋波輸出。

圖1 低紋波 LED驅動電源電路拓撲Fig.1 Circuit topology of the proposed LED driver with low output ripple

1.2 主電路工作原理

圖2為電路的主要工作波形。開關管S1和S2驅動波形在相位上相差180°，在輸入電感L1和L2續流時提供放電回路，因此開關管S1和S2驅動占空比D＞0.5，且電感L1和L2工作在臨界連續模式下，因此變換器有6個工作模態。其中ug1和ug2分別為開關管S1和S2的驅動占空比，iL1和iL2分別為輸入電感L1和L2的電流，iC1為箝位電容充電電流，uds1和uds2分別為開關管S1和S2的漏源電壓。

圖2 主要工作波形Fig.2 Main working waveforms

模式 1（t0～t1）：t0時刻，開關管 S1開通，開關管S2繼續導通。整流輸出電壓urec通過開關管S1對電感L1充電，通過開關管S2對電感L2充電。箝位二極管D9和D10反向截止。

模式 2（t1～t2）：t1時刻，開關管 S2關斷，開關管S1繼續導通，輸入電感L2通過變壓器T1以及整流二極管D6和D7向負載傳送能量。換流時，由于變壓器存在漏感，變壓器原邊電流瞬間變化在漏感上產生很大的電壓尖峰，箝位二極管D10正向導通，箝位電容吸收電壓尖峰能量。

模式 3（t2～t3）：開關管 S1繼續導通，開關管 S2保持關斷。t2時刻，漏感電壓尖峰能量完全被箝位電容吸收，箝位電容充電電流降為0，箝位二極管D10反向截止。

模式 4（t3～t4）：t3時刻，開關管 S2開通，開關管S1繼續導通，二極管D9和D10反向截止。電感L1和L2充電過程與模態1類似。

模式 5（t4～t5）：t4時刻，開關管 S1關斷，開關管S2保持導通狀態。電感L1從充電狀態轉變成續流放電狀態，換流過程與模態2類似，箝位二極管D9正向導通，箝位電容吸收電壓尖峰能量。

模式 6（t5～t6）：t5時刻，箝位二極管 D9電流減小到0，電感L1繼續放電，電感L2繼續充電，直至開關周期結束。

1.3 紋波補償電路工作原理

圖3為紋波補償電路等效電路。以t4時刻為例，當開關管S1關斷時，主電路發生換流，箝位電容吸收了變壓器漏感在電路換流過程中產生的過電壓，箝位電容充電，如圖3（a）所示；箝位電容吸收的能量通過反激變換器釋放到負載側，如圖3（b）所示。

圖3 紋波補償電路等效電路Fig.3 Equivalent circuit of ripple compensation circuit

由于變壓器漏感Lk遠小于輸入電感，根據圖3（a）充電等效電路，箝位電容充電時間tC1可表示為

式中：iL1為輸入電感L1的電流；UC1為箝位電容電壓的平均值；n為變壓器T1原、副邊匝比；Uo為LED負載電壓。

在一個開關周期T內，箝位電容充電2次，則箝位電容的平均充電電流為

流入箝位電容的瞬時輸入功率可表示為

式中：IL1為電感L1電流的有效值。

則流入箝位電容的平均功率可近似為

式中，Tave為開關周期的平均值。

當反激變換器輸出功率高于箝位電容輸入功率時，箝位電容的電壓降低。當箝位電容電壓低于變壓器T1原邊電壓nUo時，輸入電感電流流入箝位電容中發生畸變，電路功率因數降低。

當反激變換器輸出功率低于箝位電容輸入功率時，箝位電容的電壓升高。由式（4）可知，隨著UC1的升高，箝位電容輸入功率降低，直到等于反激變換器輸出功率，箝位電容的電壓達到穩定。因此，反激變換器輸出功率的設計要折中考慮電路功率因數和開關管的電壓應力。

由以上分析可知，當紋波補償電路工作穩定時，箝位電容電壓存在二倍頻脈動，箝位電容電壓的最小值應高于變壓器T1原邊電壓nUo，即

由式（5）可知，箝位電容應滿足

2 紋波抑制原理及實現方法

2.1 紋波抑制原理

反激變換器將箝位電容中的能量釋放到負載側，通過控制反激變換器的輸出電流，抑制負載電流的低頻紋波。假設電路工作在理想情況下，此時輸入功率等于輸出功率且輸出電壓恒定，i1為交錯并聯 Boost變換器主輸出電流，i2為反激變換器輸出電流，io為負載電流，I2為反激變換器輸出電流的直流分量。根據圖3（a）電流關系，則i1可表示為

由于主電路輸出與反激變換器輸出并聯為LED負載供電，則負載電流為

由式（8）可知，負載電流的低頻紋波為

可以看出，通過調節反激變換器的占空比使其產生的輸出電流低頻紋波irip2與交錯并聯Boost變換器的輸出電流低頻紋波irip1相位相反、幅值相近，則低頻紋波可以互相抵消，實現低紋波電流輸出。

為了實現對反激變換器輸出電流幅值和相位的控制，反激變換器開關管占空比D應控制為

式中：KD為占空比系數；a[N]為正弦變換的函數數組。

通過調節KD控制反激變換器輸出電流的幅值；通過改變正弦變換數組a[N]的讀取順序，調節占空比波形相位，從而控制反激變換器輸出電流的相位，使反激變換器產生一個與主輸出電流低頻紋波大小相等、相位相反的補償電流，抑制LED燈電流的低頻紋波。a[N]包含的數據個數N=360，因此有360種讀取順序。圖4給出了3種讀取順序情況下反激變換器開關管占空比波形。

圖4 反激變換器開關管占空比波形Fig.4 Duty cycle waveforms of the switching tube in a flyback converter

2.2 實現方法

紋波補償電路的控制原理如圖5所示。箝位電容電壓經采樣電路后得到采樣信號ucf，與基準電壓Uref比較，經過PI調節器得到反激變換器開關管占空比系數KD。控制占空比系數KD從而維持紋波補償電路輸入、輸出功率的平衡。為了防止占空比系數KD太小時，開關管的開通、關斷時間影響電路正常工作，設定最小占空比系數KDmin=0.1。同時考慮到反激變換器開關管耐壓限制，假設反激變換器輸入電壓UC1=420 V，反射電壓n2Uo=100 V，則反激變換器最大占空比系數KDmax為

輸出電流采樣信號uif與輸出電流的直流分量采樣信號uifdc相減，得到輸出電流紋波信號uiorip，并通過相位檢測程序獲得控制信號N，確定數組a[N]的讀取順序。相位檢測原理見圖6，其中iorip為輸出LED燈電流紋波。為提高紋波相位檢測精度，所選相位檢測點斜率應較大，故本文所選相位檢測點如A、B、C所示。為了使紋波補償電流相位與主電路輸出電流相位相反，相位檢測點A、B、C對應的數組a[N]的讀取順序應為a[0]→a[1]→…→a[359]。軟件設計流程如圖7所示。

圖5 紋波補償電路控制原理Fig.5 Control principle for ripple compensation circuit

圖6 相位檢測原理Fig.6 Principle of phase detection

圖7 軟件設計流程Fig.7 Flow chart of software design

3 仿真與實驗

仿真參數：輸入電壓uin為110 V/50 Hz，輸出電流io=0.72 A，輸出功率Po=100 W,輸入電感L1=L2=900 μH，變壓器 T1漏感 Lk=20 μH，原副邊匝比n=3，變壓器T2原副邊匝比n2=0.73,輸出濾波電容Co=330 μF。由式（6）可知，為保證紋波補償電路正常工作，箝位電容C1計算值為65 μF,實際取值留有一定裕量，C1取 100 μF。

各路輸出電流仿真波形見圖8，可以看出，在t1至t2時間內沒有進行紋波補償，輸出電流io紋波較大；t1時刻之前和t2時刻之后紋波抑制電路工作，電流i1和i2的紋波分量相位相反、幅值相近，此時輸出電流io低頻紋波明顯減小。

圖8 各路輸出電流仿真波形Fig.8 Simulation waveforms of output current from different channels

為進一步驗證理論分析的正確性，搭建了一臺100 W的LED驅動樣機。主要參數：uin為85～130 V，輸出電流 io=0.72 A，輸入電感 L1=L2=900 μH，箝位電容 C1=100 μF，濾波電容 Co=330 μF，主電路開關管S1和S2的型號為FQPF 12N60C。圖9為紋波補償電路工作前后各路輸出電流波形，可以看出，當輸入電壓uin=110 V時，經過紋波補償后輸出電流的低頻紋波由340 mA減小到95 mA，與補償前相比輸出電流io的低頻紋波減少72.1%。由圖10可以看出，輸入電壓在85～130 V范圍內變化時，功率因數均大于0.98，效率大于85%。

圖9 各路輸出電流實驗波形Fig.9 Experimental waveforms of output current from different channels

圖10 不同輸入電壓下的PF值和效率Fig.10 Power factor and efficiency under different input voltages

4 結語

本文提出了一種基于交錯并聯Boost變換器的高功率因數低紋波LED驅動電源，通過補償電路產生低頻紋波補償信號，有效降低了LED驅動電源輸出電流低頻紋波，實現了LED無頻閃工作。利用箝位電路吸收由漏感引起的電壓尖峰能量并將其反饋到負載側，降低了開關管電壓應力，提高了驅動電源的效率。通過仿真和實驗驗證了所提方案具有高功率因數和低輸出電流紋波等優點。