一種改進的IGBT模塊結溫提取算法及實驗研究

郭遠欣，王學梅，張 波

（華南理工大學電力學院，廣州 510640）

大容量的IGBT模塊是電力電子變換器的主要器件，被廣泛應用于高壓直流輸電、新能源系統、汽車牽引、高速列車、航天航空及軍事等領域，其可靠性也受到越來越多的關注[1-3]。根據有關資料顯示，功率器件是電流變換系統中失效率最高的部件，占比約34%[4]，而誘發電力電子系統失效的事故溫度問題占比55%[5]。此外，功率器件的結溫也是進行損耗計算、壽命預測和可靠性評估的重要參考。因此，對功率器件結溫提取方法的研究十分有必要。目前針對功率器件的結溫提取方法主要有：物理測溫，如熱電偶測溫和紅外測溫；熱阻抗模型預測法[6]；靜態熱敏感電參數法，如小電流飽和壓降法和大電流注入法等[5]；動態熱敏感電參數法，如閾值電壓法、內部溫敏驅動電阻法和內部寄生電感法等[7-10]。

結溫的在線監測是為了實時獲取器件的結溫工況，進而研究器件的壽命和可靠性。功率器件結溫在線監測的理想要求是，既不能打斷被測裝置的運行狀態，也不能對被測裝置造成干擾，同時還要保證足夠的精度。動態熱敏電參數法提取結溫是比較適合的方法，目前用到的動態電參數主要有閾值電壓[11]、開通延遲時間[12]、米勒平臺電壓[13]、關斷延遲時間[14]、關斷電壓變化率du/dt[15]和電流變化率di/dt等[16-17]。文獻[11,13]從線性程度、敏感程度以及實施難度方面比較了方法的優劣，其中缺點有：閾值電壓和開通延遲對溫度的敏感度較低，準確性不夠高；關斷和關斷延遲時間需要高精度的傳感器或提取電路，且魯棒性不強；關斷電壓變化率的提取采用了并聯電容，影響了電路的開關特性；開通電流變化率受到二極管反向恢復電流的影響，反映的不全是IGBT芯片的結溫；最大關斷電流變化率的傳統提取方法用到電流互感器[16]，增加了裝置的復雜程度，不易于集成，限制了其在工程方面的應用。

研究表明，在IGBT關斷瞬間，di/dt與結溫呈現較好的線性關系[17]，但由于關斷過程非常短暫，di/dt的獲取往往存在較大困難。Chen等[17]研究發現，可利用模塊開爾文端子提取寄生電感兩端電壓，獲得關斷時的di/dt，從而間接獲得器件結溫。該方法優點在于，能在不破壞模塊結構、增加較少輔助測量元件的情況下獲取相關的溫度敏感參數。但文獻[17]僅給出了半導體物理表達式，證明了實驗結果與理論分析趨勢一致，而準確地提取這些半導體物理參數是困難的。另外，由于溫敏參數和結溫存在的非線性關系，目前曲線校準大多采用采集大量數據進行線性擬合的方法，繁瑣且不能保證準確性，大大限制了該方法的推廣應用。本文在文獻[17]的基礎上，提出了一種基于數值外推法的簡化溫敏參數模型和算法。通過該簡化模型，可在不提取寄生電感參數和半導體參數的情況下，利用少量的數據獲得溫度特性曲線，進而快速提取IGBT的結溫。

本文從半導體物理原理出發，分析推導了結溫與相關電參數的簡化算法模型，給出了最優基準點的選法，最后設計實驗，驗證了其正確性和實用性。

1 IGBT模塊等效電路模型

以賽米控的IGBT模塊SKM50GB12T4（1 200 V/50 A）為例，其外觀及內部等效電路如圖1所示，圖1（b）中：粗線標示的為雜散電感存在的回路，據此得到考慮雜散電感的等效電路如圖1（c）所示，其中，半橋的下管為待測元件，7腳和2腳間為雜散電感 LeE。

圖1 IGBT模塊外觀及內部等效電路Fig.1 Appearance of IGBT module and its internal equivalent circuit

從等效電路模型可以得到開關管關斷時雜散電感上的感應電壓，即

通過測量電感電壓veE可以間接得到關斷時的電流變化率di/dt。雜散電感由于與溫度無關，可看作常數，故討論的主要是di/dt與溫度的關系。

2 溫敏電參數的解析分析

2.1 原理分析

場截止型IGBT增加了一個很薄的截止層，可以通過壽命控制技術有效減少截止層復合壽命，大大加快關斷速度，其結構如圖2所示[18-19]。

大部分IGBT的應用場合是用來控制輸送到感性負載的功率。用于感性負載的IGBT關斷波形可簡化為圖3。

圖2 場截止型IGBT結構Fig.2 Structure of field-stop IGBT

圖3 IGBT的理想關斷波形Fig.3 Ideal turn-off waveform of IGBT

關斷過程可以大致分為2個階段，階段Ⅰ主要是電壓線性上升階段，階段Ⅱ主要是集電極電流下降階段。電流變化率di/dt發生在階段Ⅱ，從半導體物理原理入手，分析階段Ⅱ中電流變化率和溫度之間的關系。

在電壓上升之后，集電極電流的減小由過剩空穴和電子的復合決定。通常情況下，空間電荷層延伸通過大部分N型基區輕摻雜部分的寬度，所以集電極電流的減小由N型截止層中的過剩空穴復合決定。當不存在擴散時，N型截止層中空穴的連續性方程[18]為

式中：δpNF為N型截止層中的過剩空穴濃度；τHL,NF為截止層中的大注入壽命，即過剩載流子濃度衰減為起始濃度的1/e所經歷的時間。由于N型截止層的摻雜濃度為1015～1016cm－3，注入的載流子濃度與其相當，故應采用大注入假設[19]。在N型截止層中都處于大注入狀態，則方程的解為

式中：pNF為J1處N型截止層中的空穴濃度；yN為耗盡區寬度；p0為P+集電極和N型基區之間結處的空穴濃度。

由于通態時載流子的注入，假定在階段Ⅱ開始時，存儲電荷區內的空穴濃度等于p0。截取圖2中J1結部分，兩邊的載流子分布情況如圖4所示，進而可以分析支撐存儲電荷區內載流子復合的集電極電流。

圖4 場截止型IGBT關斷時J1結兩邊的自由載流子分布Fig.4 Distribution of free carriers on both sides of junction J1 when field-stop IGBT is turned off

為了簡化分析，可以假定在PN結J1附近的N型截止層中的載流子濃度與距離無關，只是如式（3）給出的時間的函數。N型截止層中過剩空穴的存在引起電子注入P+集電極區域，這些電子朝y方向擴散，引起濃度指數式衰減，如圖4所示。根據PN結定律，J1兩邊的自由載流子濃度關系為

式中：nNF為N型截止層中的電子濃度；pC為P+集電極區域的空穴濃度；nC（0，t）為 P+集電極區域的電子濃度；q為電子電荷量；VC為PN結J1的勢壘電壓；K為玻爾茲曼常數；T為溫度。

由于處于大注入狀態，擴散進入P+集電極區域的電子呈指數分布，則有

式中，lnE為P+集電極區域內電子的擴散長度。

這些注入P+集電極區域的電子擴散形成了集電極電流，結合式（5）則有

式中：A為芯片面積；DnE為P+集電極區域的電子擴散常數。

根據式（3）、式（4）和式（6）得到

對于感性負載，在階段Ⅱ中開始下降時集電極電流等于負載電流IL，故上述方程可寫為

即集電極電流隨著時間以指數形式減小，其時間常數等于N型截止層中的大注入壽命的一半。

集電極電流關斷時間tOFF定義為電流減小到其導通的1/10時所用的時間，如圖3所示，結合式（8）可以得到

對式（8）求導可以得到關斷電流變化率

最大關斷電流變化率在t0時刻取得，即

將式（11）代入式（1），即可得到所要求的溫敏（電）參數的表達式，即

可以看出溫敏參數僅由寄生電感、負載電流以及N型截止層的大注入壽命τHL,NF決定。假設通態電流與溫度無關，溫度只通過影響N型截止層的大注入壽命來影響溫敏參數，隨著結溫升高，大注入壽命τHL,NF增加，溫敏參數VEemax的絕對值減小。

2.2 基于外推法的溫度特性的簡化模型

大注入壽命τHL,NF的溫度經驗公式[20]為

式中，τ0為26.85℃時的大注入壽命。代入式（12），得到動態溫敏參數VEemax和溫度的關系為

由式（14）可知，VEemax與負載電流 IL、寄生電感LeE、大注入壽命τ0和結溫Tj相關。由于準確提取寄生電感LeE和大注入壽命τ0比較復雜和困難，且不同老化程度的器件這2個參數也會有所不同，因此有必要避開這2個物理量，提出更簡便實用的方法。對式（14）進行變換，得到結溫測量的表達式為

式（15）僅需測量一組初始數據（I0，T0，VEemax（T0）），即可外推出其他電流IL和溫敏參數VEemax（Tj）下的結溫，同時避開了寄生電感和大注入壽命的提取。

在20～140℃之間對式（13）進行線性化近似，擬合結果如圖5所示，去除式（15）中的分數指數項，進一步變換得到一個非常簡潔的測溫表達式，即

可以推斷出基準值點（I0，T0，VEemax（T0））的選取直接決定了外推結果的好壞。

圖5 歸一化大注入壽命的線性擬合Fig.5 Linear fitting of normalized large injection lifetime

3 實驗驗證及結果分析

3.1 實驗電路設計

小電流飽和壓降法是靜態溫敏電參數法中準確度和線性度較高的方法[21]，但其必須要打斷電路原本的運行狀態，不適用于結溫的在線監測。為了能在不破壞模塊封裝的前提下利用這種方法測量IGBT的瞬時結溫，本文對雙脈沖實驗加以改進，設計了一個將雙脈沖實驗與小電流飽和壓降法相結合的實驗電路，如圖6所示，能同時獲得溫敏電參數VEemax和與之對應的IGBT瞬時結溫。改進雙脈沖實驗電路的設計主要是增加一個開關管V1，控制電路在雙脈沖測試和小電流飽和壓降測量間切換，實驗時序如圖7所示。

圖6 改進雙脈沖實驗電路Fig.6 Circuit of improved double-pulse experiment

圖7 改進雙脈沖實驗時序Fig.7 Timing sequence of improved double-pulse experiment

實驗基本原理如下。圖6開關管V2為待測元件,虛線箭頭所示支路與普通雙脈沖電路基本無異，不再贅述，不同之處在于用開關管V1來控制切換流經待測元件的電流。電阻R一方面用來給100 mA電流源續流，另一方面起到自動切換電流支路的作用。二極管D1起到限制電流方向和防止過流的保護作用。t0時刻V1和V2同時脈沖觸發，到t1時刻以前與普通的雙脈沖實驗無異，用以測量開關波形；t1時刻V1管脈沖信號關斷；在t2時刻（幾μs之后）V2脈沖再次觸發，待測元件流過電流切換為100 mA的恒流源，此時測量V2的飽和壓降用以計算結溫。實驗裝置包括恒流源電路、續流二極管、空心電感、母線電容、恒溫加熱臺中央、DSP和驅動電路，如圖8所示。

圖8 實驗裝置Fig.8 Experimental setup

3.2 結溫測量校準

為了用小電流飽和壓降法獲取結溫，需要對其結溫曲線進行校準。方法如下：將待測IGBT模塊底部均勻涂上導熱硅脂，安裝在高精度恒溫加熱臺上（控溫精度：±（1～2）% ℃），設定加熱臺初始溫度并對待測元件加熱足夠長時間，待溫度穩定20 min后進行實驗，此時可認為結溫等于殼溫，即設定的初始溫度。V1管保持關斷，測量100 mA時的IGBT飽和壓降VCEsat，實驗數據見表1。根據實驗數據繪制曲線如圖9所示。

表1 IGBT結溫Tj和飽和壓降VCEsat實驗數據Tab.1 Experimental data of IGBT junctiontemperature Tj and saturation voltage drop VCEsat

圖9 IGBT Tj-VCEsat實驗曲線及擬合結果Fig.9 Experimental curve and fitting result of Tj-VCEsat

擬合的線性相關程度很高，殘差平方和為4.097 89×10－7，相關系數 r=0.999 9。擬合得到的關系式為

可以看出溫度靈敏度為2.4 mV/℃。根據式（17），通過測量飽和壓降VCEsat倒推得到的結溫Tj作為對應溫敏電參數VEemax自變量。

3.3 實驗及結果分析

用高精度恒溫加熱臺加熱待測器件至設定溫度穩定20 min后，進行不同電流、不同溫度下的改進雙脈沖實驗。測得負載電流為20 A、溫度為50℃時IGBT關斷過程中的實驗波形如圖10所示，對應的飽和壓降波形如圖11所示。為了提高準確程度，將采集的VCEsat數據做統計處理，取置信度95%內的均值。將得到的飽和壓降值代入式（17）計算得到實時結溫，對應結果見表2，其中Tc為模塊殼溫，即加熱臺設置的溫度。結果表明電流越大，結溫與加熱臺設置的溫度差別越大，原因是器件的自熱。

為表示方便，記VEemax=－|VeE|max。對應上述設置溫度的VEemax實驗數據如表3所示。

根據表2和表3繪制實驗曲線如圖12所示。

圖10 IL=20A、50℃下IGBT關斷時的VeE波形Fig.10 Waveforms of VeE during IGBT turn-off under IL=20 A and 50℃

圖11 IL=20 A、50℃下IGBT關斷過程中的飽和壓降波形Fig.11 Waveform of saturation voltage drop during IGBT turn-off under IL=20 A and 50℃

表2 飽和壓降法得到的結溫TjTab.2 Junction-temperature Tj obtained using the saturation voltage drop method℃

表3 IGBT關斷時不同溫度和電流下的VEemax實驗數據Tab.3 Experimental data of VEemax during IGBT turnoff at different temperatures and currents V

圖12 不同電流、峰值電壓VEemax的實驗溫度曲線Fig.12 Experimental curves of temperature vs peak voltage VEemax at different currents

首先驗證前文所提式（14）的正確性。

為了獲得雜散電感LeE，將式（1）兩端對時間積分，即

根據式（9）和式（13）可以計算τ0的大小。模擬計算的參數參考值如表4所示。將參數代入式（14），得到電流10～50 A時的理論模擬溫度曲線與實驗結果的對比，如圖13所示。

從圖13可以看出，實驗結果和理論模擬的結果基本吻合，溫度越高，峰值電壓VEemax越大，VEemax隨電流近似等比例增加，驗證了式（14）的正確性。

接著驗證所提簡化模型和算法的正確性。前面提到過基準值點（I0，T0，VeEmax（T0））的選取直接決定了外推結果的好壞，因此有必要推導一個基準點選取優劣的判據。

根據式（14），定義參數 Rmax（Tj）為 dIC/dt在電感LeE上產生最大感應電壓的等效溫敏電阻，其量綱為Ω，則有

表4 參數參考值Tab.4 Reference values of parameters

圖13 實驗和理論結果比較Fig.13 Comparison between experimental and theoretical results

由式（19）可知，同一溫度下不同電流計算出的參數Rmax應該相等。因此，以不同電流下計算出的Rmax的標準差δRmax作為基準點選取優劣的判據，標準差越小，選取的點越好。為了給出衡量選取點好壞程度的量化標準，對式（19）作線性化處理，得

式中，R0=2LEe/τ0。進一步推導可以得到溫度誤差為ΔT時所對應的參數百分比誤差ΔRmax（%），即

百分比標準差δRmax（%）的計算公式為

至此，判斷基準點選取的好壞就有了具體的標準，即：如果計算出的標準差 δRmax（%）最小，那么該點就是誤差最小的數據點，也就是最佳參考基準點，根據式（15）或式（16）模型所得到的結果就最優。更進一步地，該判據還可以用來剔除誤差較大的數據點。

根據式（19）、式（21）和式（22），計算基準點選取的判據如表5所示。

表5 基準點選取判據（IL=10～50 A）Tab.5 Selection criterions for reference points（IL=10～50 A）

由表中可以看出，Tc=65℃時的百分比標準差δRmax（%）1.129最小，由此計算得到溫度誤差不超過2.610℃，故此為所得數據中的最佳基準點。

以表2和表3中的第3行為參考基準值，用簡化模型式（16）得到的外推計算結果與實驗對比如圖14所示。可以看到用簡化公式外推計算的結果和實驗的結果比較接近，初步驗證了所提模型和算法的正確性。

圖14 外推計算和實驗結果對比1Fig.14 Comparison between extrapolation calculations and experimental results （Case 1）

為驗證算法和實驗的實用性，在Ee兩端并聯一個nH小電感以減小寄生電感LeE，再次實驗，結果如表6和表7所示。根據判據表7，選取誤差最小的第2行作為參考基準值，溫度誤差不超過1.352℃。將數據代入式（16）可得到外推計算和實驗的結果對比，如圖15所示。

表6 改變電感后IGBT關斷時不同溫度和電流下的VEemax實驗數據Tab.6 Experimental data of VEemax during IGBT turnoff at different temperatures and currents（after changing the inductance）V

表7 改變電感后基準點選取判據（IL=10～50 A）Tab.7 Selection criterions for reference points after changing the inductance（IL=10～50 A）

此次計算結果和實驗的重合度更好，主要原因是分布電感減小后，由電感引起的干擾減小，感應電壓的幅值和擾動減小，對應的δRmax（%）更小，所選的基準點更好，因而計算結果和實驗的吻合程度更高。對比結果再次驗證了所提模型和算法的正確性和實用性。

通過上述過程可知，在實際使用時，式（16）將會帶來極大方便，只需測量幾組數據，并依照判據表選擇合適的基準值，即可外推得到任意電流和溫敏參數對應的溫度，并且準確程度較高。該算法不僅可以大大簡化實驗的校準工作量，還可以減少寄生參數和大注入壽命測量不準確及其他不確定因素帶來的干擾，適用于工程應用和推廣。

圖15 外推計算和實驗結果對比2Fig.15 Comparison between extrapolation calculations and experimental results （Case 2）

4 結語

器件的結溫狀況是進行電力電子器件可靠性分析的一個重要依據，利用溫敏電參數在線提取結溫是當下的熱點。本文從IGBT模塊的結構特點出發，依據半導體物理原理分析推導了IGBT關斷時的雜散電感電壓和結溫的數學關系，并進一步簡化得到不需要提取寄生電感和大注入壽命參數的結溫測量模型。推導出了最優基準點判據公式，提出的基準點外推算法在大大降低溫度曲線校準復雜度的同時保證了其準確度。設計利用小電流飽和壓降法測量器件動態結溫的改進雙脈沖實驗,對所提算法模型進行了驗證，所提改進方法具有破壞性小、簡便實用和集成性好的特點。該實驗及算法尚未考慮器件老化對結溫測量的影響，其影響程度有待進一步研究。