一種副邊斬控無線電能與信息同時傳輸系統

武 潔，趙崇焱，何帥彪，金 楠

（鄭州輕工業大學電氣信息工程學院，鄭州 450002）

無線電能傳輸 WPT（wireless power transfer）系統通過無電氣連接的形式，將電能向一定距離的負載供電，避免了金屬導線接觸引發的磨損、觸電、火花等問題。由于其安全、可靠、方便的優點，在電子產品、醫療設備和電動汽車等行業具有廣闊的應用前景[1-3]。在很多無線電能傳輸應用中，需要實現輸出電壓控制、負載檢測、狀態監測和多控制器同步等功能，因此有必要實現原、副邊的雙向通信[4-5]。

在雙全橋無線電能傳輸系統中，通過控制原、副邊的電壓導通角調節傳輸功率，提高效率[6-11]。文獻[6]采用雙全橋結構，原、副邊全控橋由8個MOSFET組成，能夠實現傳輸功率調節和效率提升，在副邊補償電路不諧振時，通過副邊移相控制消除多余電抗；文獻[7]提出副邊半控橋拓撲，實現上述功能的同時減少了MOSFET數量，其開關損耗進一步減少。

目前電能與信息傳輸方法主要有兩種方式：一種是在電能傳輸的基礎上搭建信息傳輸回路，通過調制信息載波進行信息傳輸，雖然該方法中信息對電能的影響較小，但是信息回路使得系統復雜度和電路尺寸大大增加[12-13]；另一種是通過控制電能載波的幅值或頻率進行信號調制，實現信息傳輸[14-18]。文獻[14]利用電能傳輸回路作為信息傳輸的信道，通過頻移鍵控 FSK（frequency shift keying）直接在電能載波上調制實現信息正向傳輸，通過負載調制LSK（load shift keying）技術實現信息反向傳輸。本文提出一種副邊斬波電路無線電能傳輸系統，副邊僅有一個全控器件，簡化了系統硬件電路；通過改變電能傳輸頻率進行信息正向傳輸，通過改變副邊斬波電路開關器件的頻率進行信息反向傳輸，實現信息的雙向傳輸。

本文首先對副邊斬控無線電能傳輸系統進行理論分析，推導出副邊開關器件導通角與負載電壓之間的關系。副邊通過反饋控制調節開關器件導通角，實現恒壓輸出；原邊通過改變電能傳輸頻率進行信號調制，實現信息正向傳輸。利用副邊斬波電路結構，通過改變副邊開關器件頻率進行信息調制，設計解調電路，實現信息反向傳輸。最后，搭建實驗電路，對所提電路結構和信息調制方法進行驗證。

1 副邊斬波電路無線電能傳輸系統模型

無線電能傳輸系統原理及等效電路如圖1所示。圖中：Vin為原邊輸入電壓源，Q1～Q4組成原邊的可控全橋結構；副邊為不控整流橋結構，在整流橋與負載之間加入開關器件Q5與D5，構成斬波電路。當Q5關斷時電流流經負載，當Q5開通時電流經Q5使負載短路，此時電容Co向負載供電保持電壓穩定；Lp、Ls、Cp、Cs、Rp、Rs分別為原邊和副邊諧振回路的線圈自感、補償電容、電阻；RL為負載電阻，穩壓電容Co維持負載電壓Vo穩定，Re為副邊等效負載。

圖1 副邊斬波電路無線電能傳輸系統Fig.1 WPT system with chopper circuit receiver

無線電能傳輸系統采用直流電壓源供電，逆變后產生高頻交流電，原邊線圈和副邊線圈通過電磁感應傳輸電能，副邊將獲得的高頻交流電整流成直流后供負載使用。在原邊逆變器和諧振線圈，以及副邊線圈和整流電路之間，加入串聯諧振補償電路，抵消電路中感性元件帶來的無功功率，提高電路的功率因數。

根據基爾霍夫電壓定律，可得電路方程為

式中，ω為原邊和副邊諧振回路的諧振角頻率，與電能傳輸頻率相同，因此原邊、副邊回路呈現阻性。ω表示為

2 無線電能傳輸分析

通過控制開關器件導通信號得到電壓導通角，如圖2所示，原邊電壓導通角為2α，副邊電壓導通角為2β。副邊Q5頻率為電能傳輸頻率的2倍，控制Q5導通角d調整副邊電壓導通角，兩者關系為：β=（π-d）/2。通過分析得到Q5導通角d與負載電壓Vo的關系。

圖2 控制信號及電壓導通角Fig.2 Control signals and voltage conduction angles

原邊諧振回路的輸入電壓Vp用基波分量有效值表示為

同理，副邊電壓Vs可表示為

由于副邊處于諧振狀態，只呈現阻性，故副邊電路阻抗映射到原邊Zr可表示為

原邊電流Ip與副邊電流Is分別表示為

副邊等效負載電阻兩端電壓Vs=ReIs，代入式（9），可得

在本文中，保持α恒定，副邊采用反饋控制調節Q5的導通角d保持負載電壓恒定。當α過大時，副邊開關器件導通角d隨之增大。如果d值過大，導致原邊解調電路輸出矩形波頻率不穩定；當α過小時，負載電壓達不到期望值。綜上，為保證信息反向傳輸信號的穩定性，在實驗中根據系統參數將α設置為 50°。

副邊斬波電路無線電能傳輸系統反饋控制原理如圖3所示。副邊采集負載電壓Vo，與電壓參考值U*比較，通過PID控制器調節Q5的導通角，實現對負載電壓的控制。

圖3 反饋控制原理Fig.3 Schematic of feedback control

3 信息雙向傳輸分析

3.1 信息正向傳輸原理

信息正向傳輸采用FSK調制方案，通過改變原邊逆變橋的開關頻率，即改變電能傳輸頻率，利用兩種不同頻率的電能代表信號“1”和“0”，采集副邊諧振電容電壓，識別2種頻率，解調出傳輸信號。由于電容電壓幅值很大，經電阻分壓將幅值轉換至合適大小，經比較電路后輸出矩形波，輸入DSP鑒頻，解調出傳輸信號,信息正向傳輸原理如圖 4（a）所示。

當不進行信息傳輸時，電能頻率與補償電路諧振頻率一致；當進行信息傳輸時，信號“1”時電能傳輸頻率為諧振頻率，信號“0”時電能傳輸頻率為非諧振頻率，信息正向傳輸調制波形如圖4（b）所示。

圖4 信息正向傳輸Fig.4 Information forward transmission

3.2 信息反向傳輸原理

采集原邊電壓源輸入電流，經放大電路、前級低通濾波電路、后級低通濾波電路和比較電路得出與Q5控制信號相同的矩形波，輸入DSP鑒波解調出傳輸信號。信息反向傳輸原理如圖5（a）所示。

由于副邊采用反饋控制，能夠實時調節Q5導通角保證負載電壓跟蹤期望值。即使Q5開關頻率發生變化，副邊反饋控制仍能保證負載電壓恒定。當Q5控制信號頻率遠小于電能傳輸頻率時，在Q5關斷時，系統負載為RL，副邊處于不控整流狀態，系統向負載供電，此時系統傳輸功率處于較高水平；Q5開通時，負載短路，系統傳輸功率下降。根據Q5開通關斷引起系統功率的變化，原邊電壓源電流也會產生波動，其頻率與Q5開關頻率一致。

基于該原理，實現信息反向傳輸，信息反向傳輸調制波形如圖5（b）所示。通過Q5開關頻率來表示不同的信號，傳輸信號1、0時，分別將Q5開關頻率設為2種不同的頻率，原邊電壓源輸入電流頻率會產生相同的變化。

圖5 信息反向傳輸Fig.5 Information backward transmission

3.3 解調電路設計

解調電路由放大電路和前級低通濾波電路、后級低通濾波電路和比較電路構成，解調電路原理如圖6所示。原邊電壓源串聯電阻Ri采集電流信號，為不影響系統特性，該采樣電阻阻值很小，經運放電路放大幅值。放大后的電壓信號通過前級RC低通濾波電路得到低頻信號，該低頻信號與Q5開關頻率一致，經后級RC低通濾波電路輸出近似平均值。由于兩道RC低通濾波電路的功能不同，其截止頻率也不相同，前級RC低通濾波電路截止頻率接近于Q5開關頻率，后級RC低通濾波電路截止頻率遠小于前級低通濾波電路。將低頻信號與近似平均值輸入比較電路，得到與Q5控制信號頻率一致的矩形波信號。將該矩形波信號輸入DSP鑒頻，解調出傳輸信號。

3.4 信息調制控制算法

電能與信息同時傳輸控制算法流程如圖7所示。電能傳輸時，采集負載電壓，與輸出電壓期望值作對比，實時調節副邊開關器件的導通角，實現輸出電壓穩定。當進行信息傳輸時，根據傳輸信號調節控制信號的頻率，正向傳輸時調節原邊逆變電路的開關頻率，即電能傳輸頻率，反向傳輸時調節副邊Q5的開關頻率。信息傳輸完成后，將系統頻率調回至原始值。

圖6 信息解調電路原理Fig.6 Schematic of information demodulation circuit

圖7 控制算法流程Fig.7 Flow chart of control algorithm

4 實驗結果及分析

在上述分析的基礎上搭建了實驗平臺，如圖8所示，驗證所提出的無線電能與信息同時傳輸系統。直流電壓源為SW-6000W-300V，控制器為TMS320 F28335 DSP，MOSFET 管選擇為C2M0080120D，功率二極管選擇為C4D20120D，使用示波器Tektronix TPS2024B采集波形。系統參數如表1所示。

圖8 無線電能與信息傳輸實驗平臺Fig.8 Experimental platform of simultaneous wireless information and power transfer

表1 系統參數Tab.1 System parameters

4.1 信息正向傳輸實驗波形

改變原邊逆變橋工作頻率（即電能傳輸頻率）可實現信息正向傳輸。系統諧振頻率為85 kHz，在信息正向傳輸時需要85 kHz和另外一個電能頻率分別代表1、0信號。該頻率與諧振頻率的偏差不能太大，否則諧振補償電路產生大量無功功率，效率下降；而且該頻率與諧振頻率的偏差也不能太小，需要滿足DSP的頻率分辨性能，解調出1、0信號。經實驗驗證，82 kHz和85 kHz這2種頻率能夠滿足上述要求，被選為信息正向傳輸調制頻率，分別對應信號0和1。

副邊諧振電容電壓頻率與電能頻率一致，采集電容電壓，經電阻分壓，輸入比較電路后得到與電能相同頻率的矩形波。圖9給出電能頻率為82 kHz、85 kHz時的副邊諧振電容電壓、比較電路輸出矩形波和負載電壓實驗波形。改變電能傳輸頻率會引起原、副邊補償電路不諧振，由于副邊反饋系統對Q5的調節，負載電壓仍保持50 V恒定。

圖9 不同電能傳輸頻率的實驗波形Fig.9 Experimental waveforms at different power transfer frequencies

通過改變電能傳輸頻率進行正向信息傳輸，不同速率的實驗波形如圖10所示，圖中，信號“1”對應電能傳輸頻率85 kHz，信號“0”對應電能傳輸頻率 82 kHz，圖 10（a）、（b）傳輸速率分別為 1 kbit/s和5 kbit/s，實驗波形依次為傳輸信號、副邊諧振電容電壓和負載電壓。實現信息正向傳輸的同時，保持負載電壓50 V恒定。

4.2 信息反向傳輸實驗波形

信息反向傳輸時，Q5頻率需要足夠低能夠引起原邊輸入電流的明顯變化，通過該變化在原邊解調出與Q5頻率一致的矩形波信號。由于原邊解調電路解調頻率范圍有限，實驗過程中Q5頻率在4～12 kHz之間時原邊能夠解調出穩定頻率的矩形波。本文選取5 kHz、10 kHz作為信息反向傳輸的調制頻率，分別對應信號0、1，實驗結果如圖11所示，實驗波形依次為Q5控制信號、前級RC低通濾波輸出和后級RC低通濾波輸出以及解調電路輸出矩形波。

圖10 不同信息正向傳輸速率的實驗波形Fig.10 Experimental waveforms at different information forward transmission rates

圖11 不同Q5頻率下傳輸的實驗波形Fig.11 Experimental waveforms at different Q5 frequencies

Q5頻率為5 kHz時代表信號0，Q5頻率為10 kHz時代表信號1，則信息反向傳輸的實驗波形如圖12所示，依次為反向傳輸信號、Q5控制信號、解調電路輸出和負載電壓的實驗波形。

改變Q5頻率的切換速度，對信息傳輸速率進行調節。為保證DSP鑒頻的準確性，傳輸每一位信號的時間應是Q5開關信號周期的整數倍，減少解調信號的誤碼率。如圖12（a）所示，信號0為5 kHz的5個周期，信號1為10 kHz的10個周期，實現1 kbit/s的信息傳輸。如圖12（b）所示，信號0為5 kHz的1個周期，信號1為10 kHz的2個周期，實現5 kbit/s的信息傳輸。在1 kbit/s、5 kbit/s反向信息傳輸過程中，均保持負載電壓50 V恒定。

圖12 不同信息反向傳輸速率的實驗波形Fig.12 Experimental waveforms at different information backward transmission rates

5 結語

本文提出一種新型副邊斬控無線電能傳輸結構及信息雙向傳輸調制方法，分析了系統的工作原理并推導了變量之間的關系，給出了各部分電路的原理圖，搭建實驗平臺對所提出的信息雙向傳輸方法進行了驗證。實驗表明，所提出的副邊斬控結構和信息調制方法能夠實現電能和信息同時傳輸以及信息雙向傳輸。信息反向傳輸時，全控器件Q5的切換速度對信息傳輸速率有直接影響。