三相四線制背靠背變換器零電壓開關技術

鄧金溢，施科研，吳宇鷹，黃楊濤，徐德鴻

（浙江大學電力電子技術研究所，杭州 310027）

由脈沖寬度調制PWM（pulse width modulation）整流器和PWM逆變器組成的三相四線制背靠背BTB（back-to-back）變換器已廣泛用于交流電源、不間斷電源 UPS（uninterrupted power supply）、微電網等[1-2]。傳統背靠背變換器工作在硬開關狀態，存在開關頻率受限、濾波元件體積大和噪音等問題。

軟開關技術可以減少開關器件的開關損耗，提高變換器功率密度。軟開關技術不僅運用于DC/DC變換器中，也運用于DC/AC變換器中。文獻[3]提出了一種移相全橋DC/DC變換器，利用LC網絡實現寬負載范圍下開關管ZVS（zero-voltage-switching）開通。在DC/AC變換器中根據輔助諧振電路的安裝位置，可以將其分為直流側軟開關拓撲和交流側軟開關拓撲。

在各直流側軟開關拓撲中，諧振直流環RDCL（resonant DC-link）逆變器對軟開關技術研究的發展具有重大影響[4]。為了降低RDCL逆變器中開關器件的電壓應力，提出了有源箝位型諧振直流ACRDCL（active clamped resonant DC-link）變換器[5-7]。但 RDCL和ACRDCL變換器中主電路工作在諧振模式，存在電流應力較高的問題，此外還采用離散脈沖調制DPM（discrete pulse modulation）方法，其開關頻率隨時間變化，導致輸出波形質量差。文獻[8-13]提出的準諧振直流鏈路QRDCL（quasi-resonant DC-link）變換器，其具有較小的電壓應力和采用PWM調制特點，但存在復雜的輔助電路；文獻[14]提出了一種三相三線制軟開關PWM變流器，其具有電路結構簡單，開關次數少，抑制EMI干擾等特點；文獻[15-17]提出了一系列基于ZVS-SVM和ZVS-SPWM調制的軟開關三相整流器或逆變器，電路開關頻率固定，總體工作在PWM模式，在每個開關周期中，輔助開關只需要動作一次，并且主電路功率器件的電壓、電流應力低。

對于交流側軟開關拓撲，輔助電路安裝在交流側，以實現功率器件的ZVS或 ZCS（zero-currentswitching）。文獻[18]提出的輔助諧振換向極ARCP（auxiliary resonant commutated pole）變換器，以實現主開關ZVS和輔助開關ZCS；文獻[19]提出了一種PWM調制的ZVS諧振極逆變器，采用變壓器輔助的方法來解決分裂直流電容的問題；文獻[20]提出了在一個諧振極中使用2個耦合電感的ZVS逆變器，其目的是為了解決電壓不平衡問題；文獻[21]對三相諧振級軟開關逆變器效率進行了分析。交流側軟開關拓撲的主要不足是輔助電路較復雜。

本文提出一種ZVS三相四線制BTB變換器拓撲，通過一個輔助電路可以實現所有開關管ZVS開通[22-23]。首先，介紹所提出的ZVS背靠背變換器和EA-PWM方法；接著，對零電壓開關進行分析；隨后，分析諧振階段并推導ZVS條件；最后，給出50 kVA零電壓開關三相四線制背靠背變換器的實驗結果。

1 ZVS三相四線制背靠背變換器及調制方法

1.1 ZVS三相四線制背靠背變換器

在三相PWM整流器或逆變器電路中，存在2種開關換流過程，如圖1所示。這里以PWM整流器的A相橋臂為例進行分析，換流類型I是指從IGBT管Si4向互補反并聯二極管Di1換流過程，如圖1（a）所示。在IGBT輸出電容Coei1作用下，開關管關斷過程中du/dt變得緩慢，實現IGBT管Si4的ZVS關斷，有利于減小IGBT關斷損耗。換流類型Ⅱ是指從反并聯二極管Di1向互補IGBT管Si4換流過程，如圖1（b）所示。這種換流過程為強制換流過程，二極管Di1中會產生嚴重的反向恢復損耗，IGBT管Si4會產生較大的開通損耗。本文提出的零電壓開關技術主要針對換流類型Ⅱ，可以徹底消除IGBT的開通損耗和二極管的反向恢復損耗。

圖1 硬開關2種換流過程Fig.1 Two kinds of hard-switching commutation process

零電壓開關三相四線制背靠背變換器電路拓撲如圖2所示。該拓撲在直流側電容Cdc1與直流正母線之間安裝了一條輔助諧振支路，該輔助諧振支路包括一個諧振電感Lr、一個輔助開關管S7和一個箝位電容Cc，其中輔助開關管S7和箝位電容Cc串聯后再與諧振電感Lr進行并聯。同時在所有主橋臂開關管和輔助開關管的集電極和發射極兩端各并聯一個諧振電容，分別為Ci1—Ci6、Co1—Co6和Cr7。在每個開關周期內的大部分時間，輔助開關管S7處于導通狀態，由箝位電容Cc對諧振電感Lr進行充磁和儲能。在每個橋臂中的換流類型Ⅱ時刻來臨前，通過控制輔助開關管S7的關斷，使母線電壓ubus諧振到0，為開通的主開關管提供零電壓開通的條件，避免了換流類型Ⅱ造成的IGBT管開通損耗和二極管反向恢復損耗。

1.2 調制方法

圖2 零電壓開關背靠背變換器電路拓撲Fig.2 Topology of ZVS BTB converter circuit

為簡化分析，假設變換器工作在單位功率因數情況下。2種SPWM方法的主要波形如圖3所示，圖中，輸入整流器和輸出逆變器的三相調制信號mai、mbi、mci和 mao、mbo、mco分別用實線和虛線表示； 以直流負母線為參考點，整流器的各相橋臂中點電壓uani、ubni、ucni以及逆變器的各相橋臂中點電壓 uano、ub-no、ucno的波形通過調制信號與載波信號的比較得到。

如圖3（a）所示，采用傳統SPWM方法時，在一個開關周期中將會出現6個不同時刻的換流類型Ⅱ，其在圖中用粗線表示。這導致輔助開關管S7在一個開關周期中需要動作6次，增加了額外的損耗和控制的復雜度。

為解決上述問題，本文提出EA-PWM方法，如圖3（b）所示，該方法引入2個載波信號：Vc1為下降鋸齒波，Vc2為上升鋸齒波。若某橋臂電流為負，則該橋臂PWM調制采用Vc1；若某橋臂電流為正，則該橋臂PWM調制采用Vc2。當調制信號小于載波信號時，橋臂中點電壓輸出為0；當調制信號大于載波信號時，橋臂中點電壓輸出為直流母線電壓。圖3（b）中假定在某開關周期中，因整流A相、逆變B、C相的電流為負，逆變A相、整流B、C相的電流方向為正，根據提出的EA-PWM方法，整流A相、逆變B、C相的調制信號與Vc1比較，而逆變A相、整流B、C相的調制信號與Vc2比較，其結果是6個不同時刻的換流類型Ⅱ都被對齊在開關周期起始時刻處。因此輔助開關管S7只需要在每個開關周期起始處動作一次，使母線電壓ubus諧振到0，為主開關管ZVS開通提供條件。值得指出的是，EA-PWM方法不受限于調制信號波形的影響，其調制信號可以是正弦波；對于三相三線制BTB變換器，也可以是3次諧波注入的正弦波。

圖3 2種SPWM方法的主要波形Fig.3 Key waveforms of two SPWM scheme

2 零電壓開關分析

以 iai＞0，ibi＜0，ici＜0，iao＜0，ibo＞0，ico＞0 的 情況為例，對一個開關周期內電路的諧振階段進行分析。為簡化分析，進行以下假設：

（1）所有開關管 Si1—Si6，So1—So6和 S7及其反并聯二極管均為理想開關器件；

（2）所有諧振電容 Ci1—Ci6，Co1—Co6和 Cr7的容值相等；

（3）箝位電容Cc的容值足夠大，使電壓VCc在一個開關周期內保持恒定；

（4）濾波電感電流 iai、ibi、ici和 iao、ibo、ico具有較小的開關紋波，在一個開關周期中可視為電流源。

在一個開關周期中，變換器中12個主開關管和輔助開關管的驅動信號以及電路工作的其他關鍵波形如圖4所示，各開關管電流、電壓參考方向見圖2。

圖4 一個開關周期內電路工作波形Fig.4 Operating waveforms of circuit in a switching period

每個開關周期可以分為18個電路工作階段，其中11個階段和傳統三相四線制背靠背變換器換流情況一致，在此不再贅述，而7個有關ZVS工作的階段如圖5所示。

階段 1（t0～t1）：Di1、Di6、Di2、Do4、Do3、Do5導通階段。如圖 5（a）所示，在該階段中，二極管 Di1、Di6、Di2和Do4、Do3、Do5處于續流狀態，輔助開關 S7處于導通狀態，諧振電感Lr兩端的電壓VLr被箝位在VCc，其電流iLr以斜率VCc/Lr上升。

階段 2（t1～t2）：第 1 次諧振階段。如圖 5（b）所示，通過在t1時刻關閉輔助開關管S7，諧振電容Ci4、Ci3、Ci5、Co1、Co6、Co2、Cr7與諧振電感 Lr發生第1次諧振，其中 Ci4、Ci3、Ci5、Co1、Co6、Co2的電壓將從 Vdc+VCc諧振為0。與此同時，Cr7的電壓從0諧振到Vdc+VCc。在 t2時刻，二極管Di4、Di3、Di5和 Do1、Do6、Do2導通，并且 uCi4、uCi3、uCi5、uCo1、uCo6、uCo2被箝位在 0。

階段 3（t2～t3）：二極管續流箝位階段。如圖 5（c）所示，在二極管 Di4、Di3、Di5和 Do1、Do6、Do2導通之后，Si4、Si3、Si5和 So1、So6、So2在零電壓條件下開通。諧振電感Lr兩端的電壓被箝位在Vdc，iLr開始以Vdc/Lr速率下降。當二極管 Di4、Di3、Di5和 Do1、Do6、Do2中的電流減小到0時，該階段結束。

階段 4（t3～t4）：二極管反向恢復階段。如圖 5（d）所示，電流 iai、ibi、ici、iao、ibo、ico將從 Di1、Di6、Di2和 Do4、Do3、Do5依次換流到 Si4、Si3、Si5和 So1、So6、So2。同時諧振電感Lr兩端的電壓仍然被箝位在Vdc。假設6個橋臂的負載電流滿足|iai|＞|iao|＞|ico|＞|ibi|＞|ici|＞|ibo|，則 6個二極管按照電流從小到大的順序依次換流到同一橋臂的互補IGBT管。在t4時刻，所有主管反并聯二極管換流完成，該階段結束。需要指出的是，由于諧振電感的存在，該二極管反向恢復過程的速度得到了有效抑制，減小了反向恢復損耗。

階段 5（t4～t5）：橋臂直通階段。如圖 5（e）所示，在所有主開關管的反并聯二極管完成換流后，通過直通信號ugst將所有主開關管開通。該階段過程中，直流母線電壓ubus繼續被箝位為0，同時諧振電感Lr兩端電壓也將繼續被箝位在Vdc，諧振電感繼續儲能，諧振電感電流iLr額外儲存了附加電流iadd，該附加電流iadd對于實現階段2的第1次諧振至關重要。在 t5時刻 Si1、Si2、Si6和 So4、So3、So5關斷，該階段結束。

圖5 ZVS三相四線背靠背變換器工作階段Fig.5 Operation stages of ZVS three-phase four-wire BTB converter

階段 6（t5～t6）：第 2 次諧振階段。如圖 5（f）所示，在 t5時刻 Si1、Si2、Si6和 So4、So3、So5關斷后，Ci1、Ci2、Ci6、Co4、Co3、Co5、Cr7與諧振電感 Lr發生第2次諧振。其中Ci1、Ci2、Ci6、Co4、Co3、Co5的電壓將從0諧振到Vdc+VCc。同時，Cr7的電壓從Vdc+VCc諧振到0。當輔助開關兩端的電壓uCr7在t6時刻諧振到0，輔助開關S7實現零電壓開通，該階段結束。

階段 7（t6～t7）：Si4、Si3、Si5、So1、So6、So2導通階段。如圖 5（g）所示，在該階段，Si4、Si3、Si5和 So1、So6、So2處于導通狀態。同時輔助開關S7也處于導通狀態，諧振電感Lr兩端的電壓VLr被箝位在VCc，其電流iLr以斜率VCc/Lr上升。

3 零電壓開關條件推導

由電路階段分析可知，輔助開關S7關斷之后發生第 1 次諧振階段（t1～t2），使直流母線電壓ubus諧振到0，實現主開關管ZVS開通。經過D0Ts的時間之后將發生第2次諧振階段（t5～t6），使輔助開關管上的電壓uCr7諧振到0，實現輔助開關管S7的ZVS開通。以下將對這2個諧振過程進行詳細分析，并推導相應的ZVS條件。

第1次諧振階段發生在t1時刻輔助開關管S7關斷之后，諧振電容 Ci4、Ci3、Ci5、Co1、Co6、Co2、Cr7與諧振電感Lr發生諧振，其電路如圖5（b）所示。根據第2節中的假設，該電路可以進一步簡化為圖6（a）所示的等效電路。其中ubus為直流母線電壓，同時也是主開關電容兩端的電壓，Cr7為S7的并聯諧振電容，在t1時刻，整流側A相，逆變側B相、C相的電流均流入橋臂。

第2次諧振階段發生在t5時刻，主開關管Si1、Si2、Si6和 So4、So3、So5關斷之后，Ci1、Ci2、Ci6、Co4、Co3、Co5、Cr7與諧振電感Lr發生諧振，此時整流側B、C相，逆變側A相電流均流出橋臂，其電路如圖5（f）所示。同樣，該電路可以進一步簡化為如圖6（b）所示的等效電路。

圖6 簡化等效電路Fig.6 Simplified equivalent circuits

根據第1次諧振等效電路和第2次諧振等效電路，應用基爾霍夫電壓、電流定律可以對諧振電感電流、箝位電容電壓建立等式，并對其求解。在第1次諧振階段結束時，開關橋臂電壓ubus（t）諧振到0，為實現主開關管的ZVS開通，在t1時刻諧振電感電流iLr_t1需要滿足[22-23]

類似地，根據第2次諧振的等效電路推出電容電壓 uCr7，即

通過對諧振電感Lr應用伏秒平衡，計算可得箝位電容電壓VCc與輔助開關管關斷占空比D0的關系為

通過對箝位電容Cc的安秒平衡，計算可得D0的表達式[22-23]為

式中：Ts為開關周期；iM=－（uagiai+ubgibi+ucgici+uaoiao+uboibo+ucoico）/Vdc。

為了滿足不等式（1），諧振電感的附加電流iadd可以解得[22-23]

由式（5）可知，當iM≥0時，不需要階段5的直通，并且可以在沒有附加電流iadd的情況下實現ZVS開通。相反，當iM＜0時，附加電流iadd是必不可少的。否則，將會發生不完全的ZVS開通，并造成開通損耗。可以通過把式（5）代入式（4）推導出D0的一般表達式[22-23]為

4 實驗結果

為驗證本文提出的三相四線制背靠背變換器零電壓開關技術，研制了一臺50 kVA零電壓開關三相四線制背靠背變換器實驗樣機，其具體電路參數如表1所示。

ZVS背靠背變換器輸入/輸出波形及其THD情況如圖7所示。圖7（a）為阻性滿載情況下整流側A相電網電壓和三相輸入電流，可以看到三相輸入電感電流 iai、ibi、ici幅值相同且相位互差 120°，都具有較低的波形失真度。圖7（b）為阻性負載滿載情況下三相輸出電壓和B相輸出電流，三相電壓幅值相同且相位互差120°，且都具有很好的正弦度。圖7（c）、圖7（d）分別為阻性負載不同負載情況下，測試輸入電流THD情況和輸出電壓THD情況。在半載時，三相輸入電流的THD在5%以下，而在滿載情況下輸入電流的THD能控制在3%以下。輸出電壓THD均能保持在1%以下。可見ZVS BTB變換器可以滿足在UPS應用中負載對高質量電壓的要求。

圖8分別為滿載（45 kW負載）情況下整流側A相下管Si4、逆變側A相下管So4以及輔助開關管S7在工頻周期不同角度下的ZVS開通波形，在開關管開通驅動信號之前，其開關管的電壓已經諧振到0，實現了開關管ZVS開通。

圖9為直流母線電壓ubus以及諧振電感電流iLr在滿載情況下的實驗波形。直流母線電壓ubus周期性地諧振到0，為主開關管的零電壓開通創造條件，在經過D0Ts時間后直流母線電壓又諧振到Vdc+VCc，其變化頻率與開關頻率一致。

圖10為整流側A相下管Si4以及輔助開關管S7在工頻周期里電壓應力變化情況，其中開關管Si4最大電壓應力為927 V，輔助開關管S7最大電壓應力為809 V。

圖11為不平衡負載（逆變輸出A、B兩相滿載，C相空載）情況下輸出電壓電流、箝位電容電壓VCc、諧振電感電流iLr的實驗波形。由圖可見，A相、B相輸出電壓電流仍保持單位功率因數且THD都在1%以下，而C相空載情況下電壓仍為正弦波形，電流為開關紋波。這表明即便在不平衡負載下，變換器工作在ZVS開通情況下仍具有良好的靜態特性，但其VCc和iLr的波形包含更加復雜的低頻成分。

由理論分析可知，當背靠背變流器運行在不平衡負載情況下，需要在直通階段加入iadd給諧振電感進行充磁。圖12為直通脈沖的實驗波形。

在開關頻率分別為 15、10 kHz情況下，ZVS BTB變換器的效率曲線如圖13所示。在開關頻率為15 kHz時，滿載效率為96.18%，峰值效率為96.46%。滿載效率比硬開關電路提高了2.23%。當開關頻率降到10 kHz時，滿載效率提升到96.62%，峰值效率達到96.84%，比硬開關電路提高了1.2%。在一定的開關頻率范圍內，提高開關頻率可以減少濾波電感的體積和損耗，但同時也會增加功率器件的關斷損耗。相比于工作10 kHz時，工作在15 kHz時ZVS BTB變換器的滿載效率下降了0.44%，峰值效率下降0.38%，需要綜合考慮，選擇合適的開關頻率。

圖10 不同開關管電壓應力Fig.10 Voltage stress of different switches

圖11 不平衡負載下實驗波形Fig.11 Experimental waveforms under unbalanced load

圖12 直通脈沖實驗波形Fig.12 Experimental waveforms of short-circuit signal

圖13 效率曲線Fig.13 Efficiency curves

5 結語

本文介紹了一種ZVS三相四線制背靠背變換器拓撲及EA-PWM方法，并進行了電路分析，推導了零電壓開關條件。研制了一臺50 kVA的ZVS三相四線制背靠背變換器實驗樣機，并在實驗樣機中進行了驗證。該電路能夠實現所有功率器件的ZVS開通，并且可適應于平衡或不平衡負載。當開關頻率為10 kHz時，峰值效率達到96.84%。