雙向LLC諧振變換器諧振電感磁集成方案

楊玉崗，張立飛，宋寧寧，郭 瑞

（遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院，葫蘆島 125105）

雙向LLC諧振變換器是將LLC諧振變換器應用于雙向隔離型DC/DC變換器中，利用LLC諧振變換器開關損耗小、變換效率高的優(yōu)點，提高隔離型雙向DC/DC變換器的效率，所以研究雙向LLC諧振變換器具有重要的理論意義和實用價值，近年來人們雖已開展了卓有成效的研究工作[1-3]，但對變換器中磁性元件集成的研究相對較少。磁性元件的品質(zhì)決定著開關電源的使用壽命，文獻[4-5]只對雙向LLC諧振變換進行了基礎理論分析和參數(shù)設計，并未提到將磁集成技術運用到變換器中。對雙向LLC諧振型變換器的研究國內(nèi)處于理論基礎階段，國外已有簡單的應用。

本文首先對雙向LLC諧振變換器進行了詳細分析，在保證變換器開關管MOSFET（metal oxide semiconductor field effect transistor）能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS的基礎上，找到合適的磁集成方案，以實現(xiàn)減小變換器體積、增大功率密度和提高變換效率等目的，最后通過制作試驗樣機驗證了理論分析的正確性。

1 雙向LLC諧振變換器

本文研究的雙向LLC諧振變換器的拓撲結(jié)構如圖1所示，該拓撲不需要任何輔助電路就能實現(xiàn)功率的雙向傳輸，且在雙向傳輸過程中不失傳統(tǒng)LLC諧振變換器的軟開關特性。圖1中，Lr1、Lr2為分別位于變壓器原、副邊的正、反向諧振電感，這2個分立電感，一方面增加變換器體積，減小功率密度；另一方面增大變換器磁件損耗，降低整機效率。而且諧振電感電流雙向變化，磁芯交變磁密較大，電感鐵損大，有必要進行磁集成以減小鐵損及磁件體積。

圖1 雙向LLC諧振變換器電路拓撲Fig.1 Circuit topology of bidirectional LLC resonant converter

1.1 雙向LLC諧振變換器的主要波形分析

雙向LLC諧振變換器正向穩(wěn)定運行時的主要波形如圖2所示。正向工作時為升壓，反向工作時為降壓，圖中，Vgs為全橋驅(qū)動電壓，iLr1和iLm為變壓器一次側(cè)諧振電感和勵磁電感電流，iLr2為變壓器二次側(cè)諧振電感電流，ids為變壓器二次側(cè)整流MSOFET體二極管電流。

由圖2雙向LLC諧振變換器主要工作波形可知，工作周期內(nèi)，電感電流平均值幾乎為0，即電感電流的直流分量為0，只存在交流分量，諧振電感電流雙向變化，造成鐵損增加；兩電感位于變壓器兩側(cè)，繞組電壓受傳遞效率影響，波形（幅值和脈寬）并不相同，相位也不相同。

圖2 雙向LLC諧振變換器主要工作波形Fig.2 Key working waveforms of bidirectional LLC resonant converter

1.2 雙向LLC諧振變換器的工作模態(tài)分析

以正向工作為例，在1個開關周期內(nèi)，變換器可分為8個工作模態(tài)，前半個周期與后半個周期工作原理相同，只對前半周期的工作模態(tài)進行分析，雙向LLC諧振變換器運行模態(tài)等效電路如圖3所示。

模態(tài) 1[t0～t1]：t0時刻，S11、S14實現(xiàn)零電壓開通 ZVS（zero voltage switching），勵磁電感電壓被鉗位，Lr1、Cr1，Lr2、Cr2分別發(fā)生串聯(lián)諧振，變壓器副邊有能量傳輸。

模態(tài)2[t1～t2]：電感電流iLr1與勵磁電流iLm相等的時刻設為t1,開關管S11、S14關斷時刻為t2（即死區(qū)時間開始時刻），在這段時間內(nèi)，Lr2、Cr2退出諧振，Lr1、Cr1與Lm發(fā)生LLC串并聯(lián)諧振，變壓器副邊無能量傳遞。

模態(tài)3[t2～t3]：死區(qū)時間開始時刻為t2，結(jié)束時刻為t3，在這段時間內(nèi)，要實現(xiàn)開關管的ZVS，利用勵磁電感電流峰值讓即將開通的MOSFET的結(jié)電容放電，電壓降到0，而已關斷的MOSFET則同時將其結(jié)電容充電到輸入電壓，變壓器副邊同樣無能量傳輸。

模態(tài)4：t3時刻，死區(qū)時間結(jié)束，MOSFET的結(jié)電容此時充放電完成，S12、S13實現(xiàn)ZVS，變壓器原、副邊開始有能量傳輸。

由圖3的工作模態(tài)分析可知，在模態(tài)2和模態(tài)3變壓器副邊均無能量傳輸，原副邊隔離。采用耦合的方式將2個諧振電感集成，建立了原副邊的能量聯(lián)系，改變了雙向LLC諧振變換器的工作特性，且變壓器二次側(cè)諧振電感儲能通過變壓器反作用于一次側(cè)，改變了諧振電感Lr1、諧振電容Cr1和勵磁電感Lm串并聯(lián)諧振工作狀態(tài)，改變了變壓器一二次側(cè)電流電壓關系，影響開關管ZVS的實現(xiàn)，通過傳統(tǒng)的基波分析法建立起來的電壓增益特性等一系列參數(shù)設計方法需要重新評估。

圖3 雙向LLC變換器運行時的模態(tài)等效電路Fig.3 Mode equivalent circuits of bidirectional LLC converter under operation

2 變換器兩諧振電感的集成

磁集成技術具有減小變換器體積、增大功率密度、減小輸入輸出紋波、改善開關電源的動態(tài)性能、減小磁件損耗以及提升變換效率等優(yōu)勢[6]，已經(jīng)被廣泛應用在DC/DC變換器中，磁性元件的集成通常分為兩大類：耦合集成與解耦集成。例如，交錯并聯(lián)磁集成雙向DC/DC變換器中電感的集成屬于耦合集成的應用，此類應用中2個集成的電感具有相同的電壓波形（幅值和脈寬），允許存在相位差。

而在本文雙向LLC諧振變換器中，兩諧振電感的波形不同，不適合傳統(tǒng)的耦合集成。從工作模態(tài)的分析可知，工作特性也不允許耦合集成。擬采用解耦集成的方式對諧振電感集成以減小變換器磁件體積，這種集成方法不改變變換器的工作特性，非常適合雙向LLC諧振變換器變壓器原副邊諧振電感集成。

2.1 解耦集成原理

解耦集成是將2個及以上分立磁件以零耦合的方式集成到一起，各元件間不會相互影響。解耦集成可分為2種方式：提供低磁阻磁路實現(xiàn)解耦與抵消繞組間的耦合作用實現(xiàn)解耦。以2個電感解耦集成為例，不同方案的解耦集成原理如圖4所示。

圖4 解耦集成方案Fig.4 Decoupling integrated scheme

圖4（a）中，線圈NLr11在中柱產(chǎn)生的磁通與線圈NLr12、NLr2在中柱產(chǎn)生的磁通相互抵消，實現(xiàn)兩電感的解耦集成；圖4（b）中，2個E形磁芯中柱進行無縫連接，磁阻遠小于開有氣隙的側(cè)柱，故NLr1、NLr2產(chǎn)生的磁通經(jīng)中柱形成回路，互相之間基本無耦合，改變側(cè)柱的長度以調(diào)節(jié)電感的大小，同樣實現(xiàn)了兩電感的解耦集成。

2.2 解耦集成方案選擇

圖4（a）方案要實現(xiàn)兩電感間完全無耦合，就要保證兩電感繞組的匝比與磁柱磁阻的比值相同，計算較復雜，而且存在磁芯磁通分布不均的問題，拆分繞組會造成漏感增加，解耦難度大，對于本文要求解耦精度大的場合尤其不適用；圖4（b）方案容易實現(xiàn)，相較圖4（a）方案，可節(jié)省銅材且精度高，本文選擇圖4（b）所示解耦方案。

2.3 樣機制作

分立電感選用EI28型磁芯，集成電感由EI28型磁芯中的2個E對接而成，中柱不開氣息，2個側(cè)柱開氣隙以調(diào)節(jié)電感，同時防止磁芯飽和。集成磁件結(jié)構如圖5所示，線圈NLr1、NLr2分別為變壓器原副邊諧振網(wǎng)孔中的諧振電感，從局部放大圖可以看出，中柱無氣隙，兩邊側(cè)柱開有氣隙，符合圖4（b）的解耦集成方案。

圖5 集成磁件結(jié)構Fig.5 Structure of integrated magnetic component

在雙向LLC諧振變換器中，低高壓側(cè)諧振網(wǎng)孔參數(shù)不同，則兩諧振電感的感值不同，因此，繞線匝數(shù)不同。在制作實驗集成電感樣品時，對電感的調(diào)整以調(diào)節(jié)線圈匝數(shù)為主，氣隙長度為輔，但氣隙太大，擴散磁通、旁路磁通大，造成損耗增加，氣隙太小又影響解耦集成效果，要折中選取，確保兩諧振電感實現(xiàn)零耦合，不影響LLC諧振變換器ZVS特性的實現(xiàn)。為了使變換器正反向運行時工作特性一致，令Lr1=n2Lr2。實驗用集成電感樣機如圖6所示，左側(cè)NLr1為低壓側(cè)諧振電感，右側(cè)NLr2為高壓側(cè)諧振電感。

圖6 實驗用集成電感樣機Fig.6 Integrated inductor prototype used in experiment

3 實驗

搭建了一臺48～400 V/1 kW的實驗樣機，實驗參數(shù)見表1。

表1 主要參數(shù)Tab.1 Principal parameters

電流波形的采集使用RIGOL RP1001C電流探頭，控制芯片采用DSP28335，雙向LLC諧振變換器運行在正向、反向工作模態(tài)下的實驗波形如圖7所示。

由圖 7（a）、（b）可知，將實驗用解耦集成電感樣機應用到雙向LLC諧振變換器中，正向工作模式和反向工作模式均實現(xiàn)了ZVS，解耦集成后，工作特性互不影響，保證了 ZVS 的實現(xiàn)；由圖 7（c）、（d）可知，在全負載范圍內(nèi)，變換器均實現(xiàn)了穩(wěn)壓輸出。

圖8給出了變換器正反向工作時，使用集成電感和分立電感的效率對比曲線。由圖可知，在正向和反向工作模式下，集成電感的使用均提高了變換器效率，在全負載范圍內(nèi)提升了0.3%～0.6%不等，個別點提升1%左右，這是因為繞線在側(cè)柱包裹氣隙，渦流損耗增加，效率提升效果不明顯，可通過設計另一種能夠減小渦流損耗的磁芯結(jié)構進行改善。

圖7 實驗波形Fig.7 Experimental waveforms

圖8 效率曲線Fig.8 Efficiency curves

4 結(jié)語

通過對雙向LLC諧振變換器的工作模態(tài)及主要工作波形分析，得到該變換器變壓器原副邊2個諧振電感的集成方式不適合采用耦合集成的結(jié)論，進而采用一種特殊的磁集成方案，即解耦集成。詳細分析了解耦集成的原理以及2種解耦方案，最后采用提供抵消磁阻磁路實現(xiàn)解耦集成的方案對雙向LLC諧振變換器中的諧振電感進行了磁集成設計。最后，在一臺48～400 V/1 kW的實驗樣機上進行了驗證，結(jié)果證實了本文提出的解耦集成方案在雙向LLC諧振變換器中應用的可行性和正確性，提高了變換器功率密度，提升了變換效率。