基于功率解耦的單級隔離型微型逆變器研究

張雅靜，李建國，王久和，張巧杰，熊鳴，陳騫

（1.北京信息科技大學自動化學院，北京 100192；2.國網(wǎng)浙江省電力公司電力科學研究院，浙江 杭州 310014）

隨著人類對能源和環(huán)境問題的關注，清潔能源越來越多的受到重視，極大地推動了光伏逆變器的發(fā)展[1-3]。微型逆變器避免了集中式逆變器由于熱斑效應帶來的能量損失和電池組失效的問題，具有即插即用、易于安裝、靈活安全等特點[4-5]。為提高最大功率跟蹤效率，通常采用mF級電解電容來穩(wěn)定直流母線電壓以解決直流側(cè)二次脈動問題，這極大地限制了微型逆變器的功率密度和壽命[6-8]。單級型微型逆變器直流側(cè)能量脈動，即輸入輸出瞬時功率如圖1所示，圖1中Pac為交流并網(wǎng)功率，Ppv為光伏電池輸入功率。

圖1 輸入輸出瞬時功率Fig.1 Instantaneous power of input and output

為了提高微型逆變器的效率和功率密度，國內(nèi)外學者提出用功率解耦單元處理脈動功率的思路[9-14]。文獻[9]采用功率解耦技術將解耦回路電流降低，從而提高了系統(tǒng)的效率。然而，該電路由于變壓器漏感能量無法釋放造成開關管電壓電流尖峰，系統(tǒng)效率較低。文獻[10]在推挽電路中加入了新型功率解耦單元，AC端口采用工頻控制全橋電路將饅頭波翻轉(zhuǎn)形成交流并網(wǎng)，這種解耦方式使得電路效率大大提高，300 W時最大效率達95%。文獻[11]提出了一種改進的帶功率解耦的Flyback逆變器拓撲，通過改變控制模式對傳統(tǒng)Flyback微型逆變器進行了改進。

文中首先介紹了具有處理功率脈動能力的單級型微型逆變器拓撲構(gòu)成原則。其次，提出了一種基于功率解耦的單級隔離型微型逆變器拓撲，并分析了其工作原理及各模態(tài)波形。該拓撲通過引入功率解耦單元回收直流脈動功率，減小了直流支撐電容大小。最后，為驗證拓撲的有效性，進行了仿真和實驗驗證，100 W原理樣機實驗結(jié)果驗證了理論分析及仿真結(jié)果的有效性。

1 單級型微型逆變器拓撲結(jié)構(gòu)

1.1 采用功率解耦技術的單級型拓撲構(gòu)成

采用功率解耦技術的單級型微型逆變器通常由多個基本單元構(gòu)成，通常具備直流側(cè)PV端口、交流側(cè)并網(wǎng)端口和功率脈動處理端口，三端口框圖如圖2所示。

圖2 功率解耦微型逆變器三端口框圖Fig.2 Three port diagram of micro-inverter with power decoupling circuit

直流側(cè)PV端口實現(xiàn)DC/AC變換，交流并網(wǎng)端口和功率脈動處理端口實現(xiàn)AC/AC變換。輸入側(cè)與輸出側(cè)的瞬時功率差異可以通過功率解耦回路進行處理，因此，功率脈動處理端口需具有能量雙向流動能力，從而減小PV端口的功率脈動。交流并網(wǎng)端口的形式有多種，可以先生成準直流再由工頻全橋逆變形成交流并網(wǎng)，也可以直接進行逆變并網(wǎng)，還可以采用開關管串聯(lián)實現(xiàn)電流雙向流動的形式。

1.2 采用功率解耦技術的單級型拓撲構(gòu)成原則

采用功率解耦技術的單級型拓撲構(gòu)成原則有：1）PV端口能完成DC/AC逆變；2）AC端口要實現(xiàn)AC/AC并網(wǎng)功能；3）功率脈動處理端口實現(xiàn)AC/AC變換，且具備能量雙向流動能力。

傳統(tǒng)方式中通常采用獨立的功率脈動處理端口，并通過變壓器與其他端口進行耦合，如圖3所示。

圖3 傳統(tǒng)的具有功率解耦能力的微型逆變器三端口電路Fig.3 Traditional three-port circuit of micro-inverter with power decoupling

圖3a中PV端口采用反激單元，功率脈動處理端口為全橋單元。該拓撲解耦端口使用四只開關管，結(jié)構(gòu)較復雜；圖3b在圖3a的基礎上進行簡化，其他端口沒有變化，只是在功率脈動處理端口采用兩只開關管串聯(lián)，實現(xiàn)能量雙向流動；圖3c中PV和功率脈動處理端口均采用單橋單元；圖3d中PV端口、功率脈動處理端口和AC端口分別采用推挽、全橋單元。圖3e在反激式單級逆變電路基礎上增加了反激功率脈動處理端口。

2 基于功率解耦的單級隔離型微型逆變器拓撲

2.1 拓撲構(gòu)成

一種基于功率解耦的單級隔離型微型逆變器拓撲如圖4所示。主電路包括原邊主開關管S1，S2，副邊開關管Sac1，Sac2及變壓器。功率解耦回路由 Sx1，Sx2，Sx0，Lx及 Cx組成，以虛線框在圖 4 中標出。其中，Cx處理脈動功率，D1，D2，Dx1，Dx2與開關管串聯(lián)實現(xiàn)單相導通，從而避免了反向電流對功率解耦回路的影響。該拓撲的工作波形如圖5所示。

圖4 基于功率解耦的單級隔離型微型逆變器拓撲Fig.4 New topology of single-stage isolated microinverter with power decoupling

圖5 新型拓撲工作波形Fig.5 Waveforms of the new topology

該電路有兩種工作模式。當光伏電池板輸入功率大于并網(wǎng)功率Ppv＞Pac時，多余的能量將存儲在解耦電容 Cx上；反之Ppv＜Pac，存儲在 Cx的能量將釋放到主功率回路。

2.2 工作過程分析

2.2.1 模態(tài)一：Ppv＞Pac

圖6為模態(tài)一工作波形及其等效電路。

圖6 模態(tài)一工作波形及其等效電路Fig.6 Waveforms and equivalent circuit of mode I

模態(tài)一下，電路主要工作波形如圖6a所示，主開關管S1開通，與Sac1組成Flyback電路向網(wǎng)側(cè)傳遞能量，與此同時Sx0開通，多余的那部分能量先存儲在Lx中，然后Sx0關斷，Lx上的電流通過PV源續(xù)流同時給Cx充電。該過程中，拓撲可以等效成如圖6b所示，由功率解耦單元和Flyback單元兩部分組成。

該階段變壓器原邊儲存的能量即為網(wǎng)側(cè)所需要的能量，如圖6中所示，變壓器原邊電流上升到最大值ip-peak，則有：

式中：Lm為變壓器原邊勵磁電感；Ts為一個開關周期；Uac，Iac分別為并網(wǎng)電壓和電流。

可得到：

將式（2）代入（1）中可得：

S1關斷時刻為ip值觸碰到正弦包絡，與此同時，Sx0開通，電感Lx上電流線性增大：

式中：D2為Sx0充電時間占空比。

由于PV源輸入功率為恒定值，所以根據(jù)功率平衡得：

其中

式中：D1，D2分別為S1及解耦電容充電時間占空比；ux為解耦電容上的電壓。

將式（4）、式（6）代入式（5）得：

其中，ux包含一個直流成分和一個以兩倍工頻進行脈動的量[12]。此時，脈動功率被存儲于解耦電容中。

2.2.2 模態(tài)二：Ppv＜Pac

該模態(tài)下解耦電容放電，為網(wǎng)側(cè)提供一部分能量，圖7為該過程中主要電流、開關管驅(qū)動信號波形及等效電路圖。

由于該拓撲工作在DCM狀態(tài)下，其工作過程主要分為四個階段，如圖7a所示，下面將詳細介紹。

第一階段：主開關管S1導通，能量由PV側(cè)傳遞到并網(wǎng)側(cè)，主開關管S1以固定占空比工作。當原邊電流ip=i1p時，S1關斷，如圖7a所示。其中，ilp為原邊電流的有效值。至此第一階段結(jié)束，其等效電路如圖7b粗線所示。

根據(jù)能量守恒定律可知：

從而得到：

第二階段：由于直流側(cè)輸入功率Ppv小于網(wǎng)側(cè)輸出功率Pac，開關管Sx1導通，解耦電容釋放能量，變壓器原邊維持正向勵磁，如圖7a所示。當原邊勵磁電流達到ip-peak時，該階段結(jié)束，其等效電路如圖7c粗線所示。

圖7 模態(tài)二工作波形及各階段等效電路Fig.7 Waveforms and equivalent circuit of modeⅡ

第三階段：開關管Sac1導通，Sac2續(xù)流，能量由原邊傳遞到副邊。直至副邊電流減小為零，該階段結(jié)束，其等效電路如圖7d粗線所示。

第四階段：由于該拓撲工作在DCM條件下，該階段所有的開關管都關斷，濾波電感Lf、電容Cf與電網(wǎng)續(xù)流，如圖7e粗線所示。

由上述分析知，變壓器原邊只存儲交流側(cè)所需要的那部分能量，多余的能量根本不通過變壓器原邊，與帶功率解耦的傳統(tǒng)Flyback逆變器相比，該拓撲變壓器磁芯損耗小，且主開關損耗也會降低；另外解耦回路只處理脈動的那部分功率，解耦回路附加損耗降低，提高了系統(tǒng)的效率。

2.3 拓撲工程應用經(jīng)濟性分析

傳統(tǒng)單級反激逆變拓撲中通常采用大容量、低成本的電解電容處理直流側(cè)的功率脈動。目前，電解電容壽命通常在1 000 h左右，而光伏電池和電力電子器件的壽命可達到10 a。隨著業(yè)界對逆變系統(tǒng)可靠性要求的提高，必須考慮電容對系統(tǒng)可靠性的影響。本文提出的基于功率解耦的逆變拓撲與傳統(tǒng)反激逆變電路的對比如表1所示。

表1 拓撲對比分析Tab.1 Comparison of the topology

從表中1可以看出，采用功率解耦技術后，可將直流支撐電容由mF級降低至μF級，可用壽命長、體積小的薄膜電容替換電解電容，系統(tǒng)體積變小。二次脈動功率由功率解耦電路處理后，最大功率跟蹤（maximum power point tracking，MPPT）的跟蹤效率提高，這將提高整個系統(tǒng)的發(fā)電效率。另一方面，由于電路中增加了額外的開關器件，這將帶來額外的開關損耗以及成本的上升。

綜上所述，傳統(tǒng)反激電路具有成本低、效率高的優(yōu)點，而基于功率解耦技術的新型反激拓撲具有體積小、可靠性高的優(yōu)點。因此，工程應用中需要針對系統(tǒng)的要求進行合理的選擇。

3 仿真及實驗驗證

為驗證該拓撲的有效性，搭建了基于仿真軟件Powersim（PSIM）的100 W仿真電路。

仿真實驗仿真參數(shù)如下：輸出功率ppv=100 W，輸出電壓Udc=40 V，解耦回路電感Lx=10μH，解耦電容Cx=40μF，原邊勵磁電感Lm=6μH，開關頻率fs=100 kHz，濾波電感Lf=5 mH，濾波電容Cf=0.8μF，并網(wǎng)電壓uac=220 V/50 Hz，直流支撐電容Cdc=22μF。

圖8為該電路仿真波形，依次為直流輸入電流idc、交流并網(wǎng)電流iac、電網(wǎng)電壓uac以及解耦電容電壓ux。由于該拓撲具有多個工作模態(tài)，因此直流輸入電流峰值并不是固定的。

圖8 電路仿真波形Fig.8 Simulation waveforms of the circuit

從圖8中還可以看出解耦電容電壓以兩倍電網(wǎng)頻率進行脈動，以120 V為基準上下脈動30 V左右。

圖9為兩種模態(tài)下的電流波形，圖9a為模態(tài)一電流波形，依次為輸入電流ii、主開關電流i1、解耦回路電流ix、變壓器副邊電流波形is1，原邊主開關管關斷后，副邊開關管隨即開通向網(wǎng)側(cè)傳遞能量，該過程中多余的能量先轉(zhuǎn)移到電感Lx上，然后再給Cx充電；圖9b為模態(tài)二電流波形，由于直流輸入功率小于并網(wǎng)輸出功率，解耦電容釋放能量，從而彌補這部分功率差異。

圖9 電流仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of current

傳統(tǒng)單級反激逆變器的仿真波形如圖10所示。分別給出直流側(cè)輸入電流idc和指令電流iref、輸入ua電壓以及交流側(cè)電壓uac和輸出電流iac波形。由圖10可以看出，不采用功率解耦時直流輸入電壓有較大脈動，需要采用較大的直流母線電容濾波，以減小直流電壓紋波。并且，因二次脈動功率的影響導致并網(wǎng)電流波形諧波含量（total harmonic distortion，THD）較大。100 W原理樣機解耦逆變實驗波形如圖11所示。

圖10 傳統(tǒng)單級反激逆變器仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of the traditional flyback inverter

圖11 功率解耦逆變實驗結(jié)果Fig.11 Experiment waveforms of the decopling circuit

圖11a為模態(tài)二工作波形，分別給出了開關管S1和Sx1驅(qū)動波形和原邊電流波形ip；圖11b為解耦電容電壓以及輸出電流、電壓波形。交流并網(wǎng)電流THD為3.2%，滿足并網(wǎng)要求。該電路采用解耦技術降低了輸入母線支撐電容的大小和體積。解耦功率回路僅處理脈動功率，降低變壓器磁芯損耗和開關損耗。

傳統(tǒng)單級反激并網(wǎng)逆變電路實驗波形如圖12所示。

圖12 功率解耦逆變實驗結(jié)果Fig.12 Experiment waveforms of the traditional flyback inverter

圖12中給出了主開關管電壓us1，變壓器原、副邊電流ip，is及并網(wǎng)電流iac波形。傳統(tǒng)單級并網(wǎng)逆變器因二次脈動的影響，并網(wǎng)波形的畸變率較大，采用功率解耦控制后可降低由此帶來的影響。采用功率解耦技術可以將直流支撐電容由mF級降低至μF級，從而可將傳統(tǒng)電路的電解電容替換為薄膜電容并且降低了直流母線電壓紋波，這將有效地提高了系統(tǒng)的壽命。

4 結(jié)論

本文提出了基于功率解耦的單級隔離型微型逆變器拓撲，詳細分析了電路工作特性，仿真及實驗結(jié)果證明了該拓撲的有效性。

本文提出的新型拓撲采用功率解耦技術，可用高性能薄膜電容替代電解電容，有效地提高了系統(tǒng)的壽命。本文提出的新型拓撲的解耦回路與主功率回路相互獨立，這有效地降低了變壓器磁芯損耗。