基于阻抗調(diào)節(jié)的交流輸電線路特種取能電源研究

張鵬宇, 孟潤泉

(太原理工大學(xué)電力系統(tǒng)運行與控制山西省重點實驗室, 太原 030024)

隨著智能電網(wǎng)的大力建設(shè)，越來越多的由各種傳感器組成的在線監(jiān)測設(shè)備應(yīng)用于交流輸電線路中，數(shù)量龐大的傳感器是構(gòu)成泛在電力物聯(lián)網(wǎng)感知層的基礎(chǔ)，然而供電問題是制約其發(fā)展的重要因素。交流輸電線路在電網(wǎng)輸配電系統(tǒng)中具有舉足輕重的地位，對其進(jìn)行在線監(jiān)測實現(xiàn)信息互聯(lián)是構(gòu)建堅強智能電網(wǎng)與泛在電力物聯(lián)網(wǎng)中至關(guān)重要的一環(huán)，且其多分布于野外時常面臨嚴(yán)峻的自然災(zāi)害，為交流輸電線路上的傳感器及在線監(jiān)測設(shè)備提供穩(wěn)定的能源，確保其穩(wěn)定運行，成了當(dāng)前需要解決的重要問題[1]。

現(xiàn)有為輸電線路在線監(jiān)測設(shè)備供能的方法主要有架空輸電線路分段絕緣地線供能、激光供能、太陽能供能、電流互感器(current transformer, CT)供能。架空輸電線路分段絕緣地線供能利用輸電線路與地線之間產(chǎn)生的渦旋感應(yīng)電勢為輸電線路在線監(jiān)測設(shè)備供能[2-3]，但易受雷擊威脅，降低了供能可靠性。激光供能原理是利用光纖將激光從低壓側(cè)傳輸?shù)礁邏簜?cè)，經(jīng)光電轉(zhuǎn)換器件后將光能轉(zhuǎn)換為電能，再經(jīng)一級DC/DC變換后為監(jiān)測設(shè)備提供穩(wěn)定直流電壓。該方法受天氣影響小，供能穩(wěn)定，但因轉(zhuǎn)換效率低，提供功率有限，且電路復(fù)雜，而限制了其應(yīng)用。太陽能供能技術(shù)比較成熟，但受天氣條件影響較大，為提供穩(wěn)定能源一般需加裝蓄電池[4-5]，但蓄電池循環(huán)壽命有限需經(jīng)常更換，增加了使用成本，因此不便于為位于野外的輸電線路監(jiān)測設(shè)備供能。電流互感器為輸電線路監(jiān)測設(shè)備供能，因其能量采集的適應(yīng)性強、使用壽命長、維護(hù)簡便而備受關(guān)注[6-11]。文獻(xiàn)[9]利用取電線圈輸出功率與磁化電流及功率輸出導(dǎo)通角θ的關(guān)系，提出一種基于相角控制法的電流互感器取電電源設(shè)計，能夠取得穩(wěn)定的2.5 W能量。文獻(xiàn)[10]在電流互感器中增加與取電線圈自感應(yīng)諧振的串聯(lián)補償電容，提高了功率輸出。然而在這種情況下，容易發(fā)生過電壓現(xiàn)象，并且在輸電線路電流波動較大情況下難以提供穩(wěn)定的輸出功率。過大的一次側(cè)電流常導(dǎo)致鐵芯飽和。文獻(xiàn)[11]利用加大氣隙的方法來抑制鐵芯磁飽和，但是這種方法大大降低了鐵芯的等效磁導(dǎo)率，造成供能不足的問題。

現(xiàn)研究一種基于阻抗調(diào)節(jié)的交流輸電線路取能電源，通過控制負(fù)載阻抗，可以在一次側(cè)電流大范圍變化的情況下實現(xiàn)對CT勵磁的動態(tài)調(diào)節(jié)。通過調(diào)節(jié)電子負(fù)載改變CT的勵磁特性，實現(xiàn)輸出功率的增加或減少。

1 電流互感器取電原理

電流互感器取能模型原理圖如圖1所示。圖1中電流互感器由開氣隙的兩個半圓鐵芯組成，為降低鐵芯鐵耗,鐵芯選用材料為鐵基納米晶合金(Fe73.5CuNb3Si13.5B9)。

N1為一次側(cè)線圈匝數(shù)(N1=1)；N2為二次側(cè)繞組匝數(shù)；ZL為電子負(fù)載；為一次側(cè)電流；為一次側(cè)電動勢；為二次側(cè)電動勢；為線圈中通過的磁通圖1 電流互感器取能模型Fig.1 Model of current transformer power supply

(1)

式(1)中:f為輸電線路工作頻率。

電流互感器工作時，因原邊匝數(shù)N1=1，一次電壓與阻抗很小，所以對電路壓降影響可忽略。因此得到圖2所示電流互感器簡化電路，由電流互感器簡化電路可得圖3所示取電線圈負(fù)載相量圖。

圖2 電流互感器簡化電路圖Fig.2 Simplified circuit diagram of current transformer

圖3 取電線圈負(fù)載相量圖Fig.3 Load vector of draw-out power winding

帶氣隙鐵芯磁導(dǎo)Λ的計算式為

(2)

帶氣隙鐵芯磁阻Rδ可表示為

(3)

由式(3)可知，通過增加氣隙增大了鐵芯磁阻，使鐵芯線性工作區(qū)變大，避免鐵芯磁飽和，當(dāng)在一次電流較小時，可以通過調(diào)節(jié)并聯(lián)在二次側(cè)的可調(diào)電子負(fù)載變?yōu)槿菪杂靡匝a償勵磁電抗增加輸出功率。

CT勵磁阻抗Zm可表示為

(4)

式(4)中：ω為輸電線路角頻率；Lm為勵磁電感。

2 可調(diào)電子負(fù)載原理分析

根據(jù)磁路歐姆定律將式(1)代入可得：

(5)

(6)

根據(jù)式(6)，二次側(cè)感應(yīng)電壓E2可表示為

(7)

根據(jù)式(7)，二次側(cè)輸出功率P可表示為

(8)

根據(jù)式(8)得知輸出功率P與頻率、副邊匝數(shù)、鐵芯參數(shù)及副邊阻抗有關(guān)，如圖4所示。

圖4 I1=20 A時CT二次側(cè)輸出功率Fig.4 CT secondary output power when I1=20 A

通過對可調(diào)電子負(fù)載ZL的輸出特性分析，可以得出以下結(jié)果。

(3)一次側(cè)電流過大時，鐵芯飽和，二次側(cè)電壓出現(xiàn)尖峰波形失真導(dǎo)致鐵芯發(fā)熱嚴(yán)重時燒毀電路，為避免鐵芯飽和使鐵芯處于線性區(qū)內(nèi)可以通過調(diào)節(jié)可調(diào)電子負(fù)載為感性，增加對后級負(fù)載的分流作用，減少勵磁電流Im，使鐵芯工作在線性區(qū)。

通過分析得出可調(diào)電子負(fù)載的兩種工作狀態(tài)。

(1)在一次側(cè)電流過小時為使二次側(cè)獲得足夠的輸出功率，通過調(diào)節(jié)可調(diào)電子負(fù)載為容性以增加二次側(cè)輸出功率。

(2)在一次側(cè)電流過大時為避免鐵芯飽和，減少二次側(cè)的輸出功率，通過調(diào)節(jié)可調(diào)電子負(fù)載為感性，減少勵磁電電流以使鐵芯工作在線性區(qū)，為二次側(cè)負(fù)載提供穩(wěn)定的輸出功率。一次側(cè)電流可以由Rogowski線圈測得，由此可以計算出可調(diào)負(fù)載變化的精確值。

3 控制系統(tǒng)設(shè)計

單相電壓型PWM整流器(voltage source PWM rectifer,VSR)的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖5所示。

Uac、Iac為取能CT二次側(cè)交流電壓和交流電流；L1為交流側(cè)電感；V1～V4為電力電子開關(guān)器件；C0為直流側(cè)電容；Rv為直流側(cè)負(fù)載；Iv為直流側(cè)負(fù)載電流；Idc為整流器直流側(cè)輸出電流； Udc為直流側(cè)電壓。圖5 整流電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.5 Diagram of rectifier circuit

單相單極型VSR整流電路存在4種開關(guān)模式(表1)，且可采用三值邏輯開關(guān)函數(shù)β描述，即

表1 單相單極型VSR調(diào)制開關(guān)模式Table 1 The single-phase VSR modulation switch mode

(9)

單相單極型VSR控制方法采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制。雙閉環(huán)控制具有結(jié)構(gòu)簡單、控制性能優(yōu)良等特點。可調(diào)電子負(fù)載變換器的控制原理如圖6所示。采集輸出電壓Udc與輸入電流Iac為被控對象。準(zhǔn)比例諧振控制器(quasi proportional resonance controller，QPR)的輸出作為PWM發(fā)生器的調(diào)制波，送入正弦脈寬調(diào)制 (sinusoidal PWM,SPWM) 波發(fā)生器，產(chǎn)生4路信號，分別控制VSR的4個開關(guān)管，實現(xiàn)目標(biāo)阻抗的模擬。

圖6 可調(diào)電子負(fù)載控制原理Fig.6 Principle of adjustable electronic load control

準(zhǔn)PR控制器的傳遞函數(shù)可以表示為

(10)

式(10)中：KP為比例項系數(shù)；Ki為積分項系數(shù)；ω為準(zhǔn)PR控制器的諧振頻率；ωc為準(zhǔn)PR控制器截止頻率，此處取ωc=4.44 rad/s，KP=3，Ki=2，可以得到圖7所示的伯德圖。

根據(jù)圖7可以得出，系統(tǒng)在電網(wǎng)角頻率ω=100 π處獲得最大增益，并在一定頻率波動范圍內(nèi)也能獲得較大增益，表明系統(tǒng)具有較高的穩(wěn)定性，具有一定抗電網(wǎng)頻率干擾的能力。

圖7 準(zhǔn)PR傳遞函數(shù)伯德圖Fig.7 Bode diagram of QPR transfer function

3.1 電流內(nèi)環(huán)設(shè)計

單相電壓型PWM整流器采用單極型正弦脈寬調(diào)制，以降低CT二次側(cè)的諧波含量，獲得高品質(zhì)的輸出波形。

若不考慮整流器與取能CT二次側(cè)電路電阻的功率損耗，整流器的輸出功率P=UdcIdc應(yīng)與取能CT二次側(cè)輸入功率相等，因此根據(jù)式(8)與系統(tǒng)實測的復(fù)功率求出無功電流Iq，實現(xiàn)對取能CT輸出功率的調(diào)節(jié)。

3.2 直流電壓外環(huán)設(shè)計

單相電路含有的100 Hz功率波動會引起直流電壓100 Hz波動，加入二階帶阻濾波器(band-reject filter，BRF)濾除100 Hz波動。

二階帶阻濾波器傳遞函數(shù)可以表示為

(11)

式(11)中：ω0為中心角頻率；Q為品質(zhì)因數(shù)。此處取ω0=628 rad/s，Q=10。

4 前端沖擊保護(hù)電路設(shè)計

輸電線路多位于野外，自然條件惡劣，經(jīng)常會遭遇雷擊、短路等突發(fā)狀況。輸電母線會出現(xiàn)短路電流或瞬時沖擊電流，對取能電源安全運行造成嚴(yán)重威脅。一般情況下瞬時沖擊電流對取能電源的影響主要體現(xiàn)在電氣與力學(xué)兩方面。電氣方面，瞬時沖擊電流會導(dǎo)致取能線圈輸出瞬時高電壓容易燒毀后續(xù)電路。力學(xué)方面，瞬間大電流會產(chǎn)生強大的電動力，嚴(yán)重時會燒毀取能線圈。因此在取能電源設(shè)計中必須加入保護(hù)措施。瞬變電壓抑制二級管(transient voltage suppressor，TVS)是一種響應(yīng)速度僅為1 ps的高效能保護(hù)器件，將雙向TVS直接并聯(lián)在電流互感器二次側(cè)以便更好地保護(hù)后續(xù)電路。TVS利用二極管工作原理，當(dāng)TVS反向端有瞬時高電壓脈沖時，正常工作狀態(tài)下的高阻抗?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)榈妥杩範(fàn)顟B(tài)從而將電壓箝位于預(yù)定值，使后續(xù)電路免于受到浪涌脈沖的損壞。雙向TVS工作特性曲線如圖8所示。

VC為最大箝位電壓；VBR為擊穿電壓；IPP為脈沖峰值電流；IRM為漏電流圖8 TVS工作特性曲線Fig.8 Operating characteristics of the TVS

TVS管有單向雙向兩種，單向適用于直流電路，雙向適用于交流電路。雙向TVS管相當(dāng)于兩個二極管反向串聯(lián)，使兩端都可承受較高的瞬時脈沖功率沖擊，可以有效限制電壓，保護(hù)后續(xù)電子電路。

5 實驗驗證

根據(jù)以上分析，設(shè)計了實驗驗證，取電裝置現(xiàn)場實驗圖如圖9所示，鐵芯參數(shù)為50 mm×100 mm×100 mm,詳細(xì)參數(shù)如表2所示。

表2 取電裝置參數(shù)Table 2 Experimental equipment parameters

采用可調(diào)電子負(fù)載使負(fù)載可控，可以通過模擬各種負(fù)載，使二次側(cè)電流值、功率因數(shù)等參數(shù)靈活設(shè)置以完成各種測試取電裝置實驗圖如圖9所示。圖10為可調(diào)阻抗負(fù)載模擬各種負(fù)載。

圖9 取電裝置現(xiàn)場實驗圖Fig.9 Field test drawing of electrical device

圖10 可調(diào)電子負(fù)載實驗驗證Fig.10 The experiment results of electronic load

如圖11所示，當(dāng)一次側(cè)電流I1=71.5 A時二次側(cè)電壓發(fā)生畸變，鐵芯明顯飽和。

圖11 二次側(cè)電壓畸變過程Fig.11 The distortion process of secondary side voltage

不控整流時波形如圖12所示，此時I1=41.92 A，直流輸出電壓為9.43 V。圖13中I1=36.67 A可調(diào)阻抗負(fù)載完全補償，直流側(cè)電壓升高到20 V，是沒有可調(diào)阻抗負(fù)載時的2倍，功率上升4.5倍，達(dá)到9 W。

圖12 不控整流時直流電壓Fig.12 The DC voltage during rectification without control

圖13 可調(diào)電子負(fù)載完全補償勵磁阻抗時Fig.13 The DC voltage when excitation impedance fully compensated by adjustable electronic load

電流互感器并聯(lián)可調(diào)電子負(fù)載時直流電壓輸出如圖14、圖15所示。

圖14 I1為102 A時直流電壓輸出Fig.14 The DC voltage output when I1 is 102 A

圖15 I1為173 A時直流電壓輸出Fig.15 The DC voltage output when I1 is 173 A

當(dāng)一次側(cè)電流較大時并聯(lián)可調(diào)電子負(fù)載，可以調(diào)節(jié)二次側(cè)輸出功率，如圖14所示。圖14中I1為102 A，可調(diào)負(fù)載模擬感性負(fù)載降低輸出功率，直流輸出電壓為20.414 V。圖15中I1為173 A，直流輸出電壓為21.324 V，能為直流側(cè)負(fù)載提供穩(wěn)定的9 W輸出功率。由圖11可知取能鐵芯在I1為71.5 A達(dá)到飽和，通過調(diào)節(jié)可調(diào)負(fù)載模擬感性負(fù)載可以抑制鐵芯飽和，在I1接近200 A時取能電源還可正常工作。

6 結(jié)論

針對高壓交流輸電線路監(jiān)測設(shè)備供能問題，建立了基于磁路耦合原理的電流互感器取能電源模型，根據(jù)理論分析建立了可調(diào)阻抗負(fù)載模型并給出了其工作原理。通過實驗驗證，得到如下結(jié)論。

(1)基于阻抗調(diào)節(jié)的取能電源與傳統(tǒng)電流互感器取能電源相比，可以在一次側(cè)電流過小時，調(diào)節(jié)可調(diào)阻抗負(fù)載變?yōu)槿菪裕耆a償勵磁電感達(dá)到最大功率輸出; 在一次側(cè)電流過大時，調(diào)節(jié)可調(diào)阻抗負(fù)載變?yōu)楦行裕种畦F芯飽和，減小二次側(cè)的功率輸出，有效地提升了取能電源的工作范圍。

(2)即使在一次側(cè)電流波動范圍較大的情況下(30 A

(3)電流互感器二次側(cè)通過并聯(lián)可調(diào)電子負(fù)載可以在只有一級AC/DC的情況下輸出穩(wěn)定的直流電壓，簡化了設(shè)備系統(tǒng)，縮小了設(shè)備體積，降低了設(shè)備成本。