三頻段MIMO天線的雙中和線去耦合設計

高振斌，安 星

（河北工業大學 電子信息工程學院，天津 300401）

0 引言

多頻段的MIMO天線具有更大的系統容量和更高的分集增益，在無線通信的發展中，尤其是在長期演進（LTE）和全球微波接入（WiMAX）方面應用廣泛[1]。隨著移動終端的集成化發展，預留給天線的空間更加狹小，并且多個天線組成的多個射頻通道之間會產生耦合，對天線回波損耗及輻射方向圖造成影響。因此在多頻段MIMO天線設計時，主要對天線的組陣方式及去耦設計進行研究，使其在多個波段中都能夠達到隔離標準。近年來，一些隔離技術如去耦網絡[2]、寄生枝節[3-4]、缺陷接地結構（DGS）[5-7]、電磁帶隙（EBG）[8-9]、中和線（NL）[10-13]等層出不窮，但是目前對雙天線系統的多波段去耦研究仍然不多。將一種具有雙諧振特性的缺陷地結構加載至天線接地表面，可以達到減小雙頻單元間存在的耦合度效果[7]，最終提高了15 dB的隔離度，但其會對后瓣輻射模式產生影響；EBG結構[8]可以有效地減少多端口間的相互耦合，避免了輻射模式的惡化，但結構復雜，不利于天線的加工及小型化發展趨勢；中和線的去耦原理類似于寄生枝節[4]，區別在于此結構采用的是一種物理連接方式，受激勵天線通過中和線將一部分電流引入未受激勵天線端，且該電流與耦合電流相位相差180°[12]，從而減小天線間的耦合。在文獻[11]中，設計了一個帶有4個分枝的倒置U中和線結構來改善三頻段的隔離效果。在具有緊湊的組陣方式，且對多輸入多輸出天線系統的地平面沒有做任何修改條件下，減少了20 dB的耦合度。綜上研究，在去耦設計方面都有一個共同的思想，即采用某種結構來引入一個附加的耦合路徑來減弱單元間所存在的耦合效應。

根據上述觀點，本文提出了一種由2條中和線和合理的布局來改善隔離度的解耦結構，使其可以拓展工作于三頻段，并且該結構緊湊簡單、易實現。利用HFSS V13數值模擬軟件進行了相應的分析及設計，對MIMO系統的性能參數包括S參數、輻射模式、效率和包絡相關系數（ECC）等進行了相應的分析。在2.3 GHz頻點、3.5 GHz頻點和5.7 GHz頻點，所提出的解耦電平可以達到30 dB，且3個頻段的隔離度均優于15 dB，可以應用于LTE2300和WiMAX3.5/5.8 GHz協議。

1 MIMO天線去耦結構分析

印刷MIMO天線的幾何結構如圖1所示。天線主要包括矩形介質基板、2個雙分支結構的輻射單元、2個倒L結構的微帶饋線、中和線結構以及矩形接地板，且兩輻射單元相距4 mm。選用的介質材料為介電常數為4.4、損耗正切值為0.02的環氧樹脂FR4，矩形的介質基板的整體尺寸為48 mm×49 mm×0.8 mm。微帶饋線及輻射單元以矩形介質基板的縱向中心線為鏡像線呈對稱放置。為了減小輻射單元的整體占有面積，使天線結構更緊湊，將第1輻射單元1與第二輻射單元2均采用彎折線平面微帶金屬貼片，并且分別由特性阻抗為50 Ω的微帶饋線、“己”形分支和“弓”形分支構成，整個天線為共地結構。

圖1 MIMO天線結構圖Fig.1 The configuration of MIMO antenna

在理論上當兩個天線相距至少半個波長時相互之間的耦合效應才可以忽略不計，而由于所研究的雙天線間距僅為4 mm，相當于中心頻率為2.3 GHz時為0.03 λ0，遠遠小于所限定的半個波長長度，不可避免的會引起2個天線單元之間的強烈的耦合，尤其是對于較低頻帶，在相同距離時低頻段的電尺寸更小，產生的耦合更大。所以為了降低低頻段的耦合效應，將2個輻射單元以背對背方式放置在介質基板的邊緣兩端，通過增加天線單元之間的距離來減小由于近場引起的耦合。另外，近端放置也會引起3.5 GHz和5.7 GHz較高頻段產生較強的近場耦合，并且會增加饋電端口之間的插入損耗，從而降低了MIMO天線系統的整體分集性能。

為了提高天線單元高頻段之間的隔離度，同時盡量保持足夠小的天線尺寸及接地平面的完整性，模仿帶阻濾波器原理，在原單元基礎上引入了一個U形中和線（簡稱“NL1”）和方框形的雙中和線（簡稱“NL2”），相比于傳統的直線形中和線結構，其節省了空間并且兩個中和線分別控制兩個頻率的去耦，增加了設計的過程自由度。NL1長度近似為工作在5.7 GHz時的一個波長，NL2的水平長度近似為工作在3.5 GHz時的半個波長。如此就相當于提供了兩條耦合路徑，設想通過兩個不同長度的去耦電流路徑來減弱近場耦合產生的干擾電流，應用于所提出的MIMO天線。其等效模型如圖2所示，線的長度代表其電感，線的寬度代表其電容。當天線1被電流I激勵時，耦合電信號Ia會出現在天線2上。加入中和線后，其會接收到的I的分流Ib。很明顯，加入不同長度及寬度或者形狀組合會相應的形成不同的分流Ib。因此，為了降低端口間的耦合效應，需要引入合適的電流Ia和Ib，使其滿足以下等式：

圖2 中和線的等效電路模型Fig.2 Equivalent model of NL

如圖3所示為所提出的MIMO天線的電流矢量分布，仿真時天線單元1饋電，而天線單元2接50 Ω負載匹配。從圖2中可以得知，NL1以及NL2分別對應于工作頻率為5.7 GHz和3.5 GHz，所引入的兩條中和線激發了相應的諧振模式，提供了2條與原天線耦合路徑相反的耦合路徑，且耦合電流與新引入的電流確實實現了180°相移，這也驗證了所提出的猜想，即中和線可視為帶阻濾波器，有效地利用了相鄰天線單元間產生的耦合電流。總之，NL2實現了中頻段的高隔離，NL1降低了高頻帶中2個天線單元間的耦合度，2個不同長度的去耦電流路徑可以減弱大部分近場上的耦合產生的干擾電流。

為了更清楚更充分地證實所提出的雙中和線結構去耦的有效性，查看了天線在頻點為2.3 GHz，3.5 GHz，5.7 GHz時加入該結構前后的電流分布對比圖，如圖4所示。從圖4b）中可以看到，在未加入雙中和線結構的情況下，有一部分近場電流確實耦合到了相鄰的天線單元中，此時單元間的耦合確實以空間波的形式存在。但是在加入去耦結構后，耦合電流則主要集中在方框形的感應線上，可驗證此時NL2確實是處于諧振狀態，盡管兩個輻射單元相距很近僅為4 mm，但是天線單元2中的耦合電流得到了明顯的減弱，大大提高了中頻段的隔離度。同樣采取隔離措施后如圖4b）所示，兩個“弓”形分支間的耦合電流明顯減小，此時NL1正好是處于諧振狀態，使得高頻段的隔離度也得到了顯著地提高。需要注意的是，在圖4a）中發現添加中和線結構后，反而增加了相鄰天線上耦合電流，增大了端口間的耦合程度，這要歸因于其創造出來的額外電流路徑。

圖3 不同頻點時對應的電流矢量分布圖Fig.3 The current vector distribution at different frequencies

為了定量的比較加入雙中和線結構前后對天線隔離度的影響，給出了加入雙中和線結構前后的相關S參數，如圖5所示，其中S11指端口2接50 Ω負載時，端口1的反射系數，該參數揭示了天線與饋線兩者的匹配度，表征天線的回波損耗；S21指端口2接50 Ω負載時，端口1的信號能量傳輸到端口2的能量，其揭示了端口間的耦合度，表征單元間的隔離度。從圖中可以看出，在保持良好阻抗匹配的情況下，中頻段及高頻段的隔離度可以達到-25 dB。但是，對低頻段的隔離度產生負面影響，這主要是由于中和線結構添加到輻射單元擾亂了低頻及高頻的原電流分布，以犧牲低頻段的隔離度來換取中頻段及高頻段良好的隔離度。除此之外，由于引入了的呈感性特征的中和線，增大了天線整體的電感量，降低了低頻和高頻段的阻抗帶寬，如圖5a）所示。然而所提出的MIMO天線的帶寬仍可以成功覆蓋工作頻段，并且圖5b）中顯示的耦合電流對天線的隔離度產生的影響在可控范圍之內。因此，可以得出結論，雙中和線結構提高了工作頻帶內的隔離度。

圖4 在不同頻點有無中和線結構時對應的電流分布圖Fig.4 The current distributions of antenna with and without NLs at different frequencies

圖5 有無中和線結構時S11和S21曲線圖Fig.5 TheS11andS21curves of with and without NLs

2 結構參數分析優化

以上的分析和仿真結果說明所設計的隔離措施具有很好地隔離性能。由于去耦結構的加載位置及形狀大小對天線的性能有很大的影響，為了更深入地了解隔離機制以及部分參數對隔離度的影響，對4個主要參數Ln1，Ln2，Ln3，Ln4進行了研究。

如圖6所示，給出了不同Ln1和Ln2的S參數仿真結果圖。可以看到，Ln1從16.9 mm變化到17.7 mm時，對低頻部分的影響幾乎可以忽略，而在中頻以及高頻處隨著Ln1的增大，頻率向低頻移動且隔離度呈現此消彼長的變動趨勢。另一方面，隨著Ln1的減小，高頻段的去耦變得更加顯著。這是因為較小的Ln1將更接近去耦頻率對應的有效長度，使得在中和線上產生了更高的解耦電流密度，從而增強了解耦效應。參數Ln2對隔離度的影響與Ln1具有相似的影響，如圖6b）所示，這里不再一一贅述。經仿真分析，Ln1和Ln2的最佳尺寸分別選擇17.3 mm和24 mm。

如圖7所示，給出加入NL1前后S參數的對比曲線。從圖中可以清楚地看到隔離度在高頻帶中得到了相當大的改善，并且在所需工作頻段5.54～5.79 GHz上隔離度至少提高了14 dB。除此之外，應當注意到高頻段的帶寬變窄了，這種情況可能是由于不同尺寸的組合所導致的不同的Q值，其能夠影響隔離水平和帶寬。中和線的Q值可以由以下等式估計：

圖6 S21隨Ln1和Ln2的變化曲線Fig.6 TheS21curve of differentLn1andLn2

式中：R、L和C分別是中和線的內阻、電感和電容；ω0為角頻率。顯然NL1連接至2個天線單元相當于增加了呈電感的中和線，會產生得較大的電感L，在一定程度上將增大MIMO天線的品質因數，進而導致帶寬變窄。

圖7 有無NL1時的S21變化曲線Fig.7 TheS21curve with and without NL1

圖8 S21隨NL2長度的變化曲線Fig.8 TheS21curve of different values of NL2

同樣也對NL2的長度進行了研究，如圖8所示，隨著Ln3或Ln4值的增加，在低頻段S21具有下降的趨勢，而對較高頻段5.7 GHz及較低頻段2.3 GHz的影響幾乎可以忽略。在設計過程中有利于靈活的調節第二中和線，增加了中頻段去耦的自由度。另外，當Ln3或Ln4的值固定在8.1 mm和20.2 mm時，中間頻率的隔離度可以達到-30 dB。圖9給出了加入中和線前后S21的對比圖，可以看出添加的中和線結構確實提高了3個頻帶的隔離度，降低了兩天線單元間的耦合效應。

圖9 有無NL2天線的S21變化曲線Fig.9 TheS21curve of antenna with and without NL2

三頻段MIMO天線的二維輻射方向圖，如圖10所示。在中心頻率為2.3 GHz，3.5 GHz，5.7 GHz的最大增益值分別為4.5 dBi，3.5 dBi，2.5 dBi，說明天線具有較好的輻射效率。并且H面方向圖近似圓形，E面呈現啞鈴狀雙向性，輻射方向具有全向性。但是隨著頻率的升高，方向圖產生了一定的失真，這與FR4介質基板在高頻的損耗便大具有一定的關系。仿真結果表明，天線陣列具有類似偶極子的輻射模式和增益，MIMO天線能接收各個方向的無線通信信號。

3 實驗結果

根據上述天線結構分析，選取的MIMO天線各部分的最佳尺寸如表1所示。

表1 MIMO天線具體尺寸Tab.1 Specific size of MIMO antennamm

為了驗證所提出的去耦結構的有效性，根據表1中MIMO天線結構的參數值加工制造的天線如圖11所示。圖12為天線S參數的仿真和測量曲線對比圖，可以得知測量結果和仿真結果在低頻段基本吻合，高頻段雖出現一定程度的偏移，但是在工作頻段2.305～2.4 GHz/3.4～3.69 GHz/5.725～5.825 GHz（灰色區域）中均達到了工作標準，即S11低于-10 dB，S21低于-15 dB。

圖11 天線實物圖Fig.11 The physical picture of antenna

圖12 仿真與測量的S11和S21Fig.12 TheS11andS21of measurement and simulation

但是，應該注意良好的隔離度并不意味著MIMO天線單元間具有低互耦特性。多天線系統中的互耦表示輻射器之間的電磁相互作用，而端口到端口的隔離度只描述了從一個端口到另一個端口的能量傳輸量的大小[14]。因此，為了進一步評估MIMO性能，通常根據包絡相關系數（ECC）以及分集增益系數（DG）兩個指標來衡量。其中，利用所測量的S參數來計算ECC，假設MIMO天線應用在各向同性的通信環境中，可以通過式（4）對其進行估算：

式中：S11/S22指端口2/1接50 Ω負載時，端口1/2的反射系數；S21/S12指端口2/1接50 Ω負載時，端口1/2的信號能量傳輸到2/1的能量。在MIMO無線通信系統的理想狀態下，相關系數能達到的最優值為0，而由于設備空間的限制，達到這種理想狀態存在一定的難度，通常在移動終端設備中MIMO天線單元之間的相關系數在遠遠小于0.5時，天線單元間的互耦效應對通信系統產生的不利影響在所容忍的限度內。如圖13所示為MIMO天線單元間的相關系數的計算結果曲線圖。從圖中可以看到，MIMO天線在3個工作頻帶中的ECC均低于0.01。與終端MIMO天線的設計要求的0.5相比，兩個天線單元具有較低的相關性，能很好地滿足MIMO天線的設計要求。此外，在理想條件下根據DG0（DG0=10 dB）和ECC可得到相關增益系數。相互干擾越小，DG越大，反之亦然。計算公式為

天線的模擬和測量DGs數據如圖14所示，在工作頻段內DG均大于9.9 dB。與文獻[15]中的DG相比，該天線具有良好的信道特性。綜合以上兩個關鍵參數ECC和DG的分析，我們可以視為所設計MIMO天線具有良好的分集能力。

4 結語

設計并測量了一款三頻段MIMO天線，尺寸為48 mm×49 mm×0.8 mm。采用合理的布局及雙中和線解耦結構對三頻段天線進行去耦設計，并對結構參數進行優化，在兩單元邊緣間的距離僅為0.03λ0時，端口之間的隔離獲得了顯著的提升，且在工作頻段中實現了至少14 dB隔離度的提升。實驗結果表明天線具有低包絡相關系數以及高分集增益，且其具有成本低、體積小、結構簡單及制作方便等優點，在多波段MIMO系統中具有較好的應用價值。但是，采用介電常數較大的基板FR4在較高頻段會對天線輻射方向圖以及回波損耗產生畸變以及頻點偏移，如何提高高頻段天線的性能是以后需要研究的方向。

圖13 天線的ECC曲線圖Fig.13 Envelope correlation coefficient of the antenna

圖14 天線的分集增益曲線圖Fig.14 Diversity gain curve of the antenna