基于DSP的無橋PFC變換器研究

朱才青　曹彪　鐘磊　江偉

摘要：針對傳統開關電源橋式整流濾波部分給電網帶來的諧波污染，高效率無橋功率因數變換器成為國內外學術界以及工業界的研究熱點。立足于雙二極管式無橋PFC（2nd DBPFC）變換器，完成變換器系統方案設計與器件選型，詳細分析其工作模態，并結合平均電流控制策略完成2nd DBPFC變換器控制程序的編寫。基于含有DSP內核的PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一臺1 kW 的2nd DBPFC變換器。試驗結果表明，變換器在220 V輸入滿載條件下，功率因數達到98.7%。

關鍵詞：無橋功率因數變換器;工作模態;平均電流控制

中圖分類號：TG434.1 文獻標志碼：A 文章編號：1001-2303（2020）01-0063-05

DOI：10.7512/j.issn.1001-2303.2020.01.10

0 前言

隨著工業化進程的加快，開關電源的應用日益廣泛，與此同時開關電源中整流濾波部分大電容的存在給電網注入了大量高次諧波，降低了電能的生產、傳輸和利用效率，甚至在一定程度上影響到電網的正常運行[1]。為此不少發達國家和國際合作組織對接入電網的開關電源的諧波都制定了嚴格的標準。高效率的無橋PFC變換器成為國內外學術界以及工業界的研究熱點。

隨著半導體技術的快速發展，SiC、GaN等高性能的高頻功率開關器件相繼推出，無橋PFC拓撲的工業化應用成為可能。學術界和工業界圍繞最初的基本型無橋拓撲拓展出許多新的無橋拓撲結構，其中2nd DBPFC拓撲結構具有共模干擾小、驅動控制簡單、工作效率高等優點，在工業界受到普遍青睞[1]。本文基于2nd DBPFC拓撲結合平均電流控制策略完成2nd DBPFC變換器系統設計和控制程序的編寫，并基于含有DSP內核的PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一臺1 kW的2nd DBPFC變換器樣機。試驗結果證明了2nd DBPFC拓撲結構的合理性和實用性。

1 電路設計

1.1 系統方案設計

2nd DBPFC變換器主要由主電路和控制電路兩部分組成，如圖1所示。主電路由分別工作于輸入電壓正負半周期的2個Boost變換器組成[2]。輸入電壓正半周期時L1、IGBT1、VD1組成一個Boost變換器;輸入電壓負半周期時L2、IGBT2、VD2組成一個Boost變換器。控制電路主要由DSP控制器、輸入電壓調理電路、輸出電壓調理電路、電感電流調理電路、PWM驅動電路以及故障信號顯示電路組成。

1.2 工作模態分析

2nd DBPFC變換器在單個工頻周期內的工作模態根據交流輸入電壓的正負半周期以及功率開關管的通斷可分為四種工作模態。當輸入電壓在正半周期時，電路分為兩種工作模態：開關管IGBT1導通時，輸入電流經過電感L1和IGBT1后，通過整流二極管VD3返回電源，同時負載R所需能量由輸出電容C提供，工作模態1等效電路見圖2a;當開關管IGBT1關斷時，快恢復二極管VD1導通，輸入電流經過電感L1和快恢復二極管VD1給負載R和電容C提供能量，電流經整流二極管VD3返回電源，在此過程中輸入電源和電感L1共同給負載R和電容C提供能量，電感儲能減少，工作模態2等效電路見圖2b。在輸入電壓負半周期內，電路也分為兩種工作模態：開關管IGBT2導通時，輸入電流經過電感L2和IGBT2后，電流經過整流二極管VD4返回電源，同時負載R所需能量通過輸出電容C提供，工作模態3等效電路見圖2c;當開關管IGBT2關斷時，快恢復二極管VD2導通，輸入電流經過電感L2和快恢復二極管VD2后給負載R和電容C提供能量，最后經整流二極管VD4返回電源，在此過程中輸入電源和電感共同給負載R和電容C提供能量，電感儲能減少，工作模態4等效電路見圖2d。

此種拓撲結構在工作過程中，輸入與輸出通過二極管進行連接，輸出不受開關頻率的影響，可以大幅度降低共模干擾[2]。電路采用不帶體二極管的IGBT作為功率開關管，減少了電流經功率開關管的體二極管返回電源的流通路徑，降低了電流采樣的難度[3]。并聯IGBT的源極都與功率地相連，故而電路只需一路驅動信號，控制簡單，同時其通態損耗低、電磁干擾小，在大功率應用場合具有一定優勢，因此本文基于此種拓撲進行高效率無橋PFC變換器的設計。

1.3 器件設計選型

1.3.1 Boost電感的設計

1.3.2 功率開關器件的設計

在2nd DBPFC主電路中，當功率開關管導通時，流經功率開關管的電流為電感電流。當開關管關斷時，開關管上的電壓為輸出電壓。因此在選擇功率開關管時，其額定電壓必須大于輸出電壓，額定電流必須大于電感電流的最大值[4]。通常功率開關管的選擇會考慮實際流過電流乘以1.5倍裕量，開關管的耐壓值為輸出電壓乘以1.2倍裕量[4]。

根據變換器工作參數，功率開關管IGBT1、IGBT2選取IR公司的IGBT開關管IRG4PF50W，其額定電壓為900 V，100 ℃時額定電流為28 A;快恢復二極管VD1、VD2選取RHRP3060，其額定電壓為600 V，額定電流為30 A;整流二極管VD3、VD4選取20A10，其額定反向擊穿電壓為1 000 V，額定電流為20 A。

1.3.3 輸出電容的設計

輸出電容的選取主要取決于電網掉電后輸出電壓維持時間。維持時間長短與輸出電容、負載功率、輸出電壓等因素有關[5]，電容值與各因素之間的關系式為

針對本設計，PO為1 kW，Δt取20 ms，UO為400 V，UO_min為310 V，根據式（7）可得C=626 μF，可將4個680 μF/400 V 的電解電容兩兩串聯再并聯使用。

1.3.4 控制電路設計

目前工業界主流的控制方式是模擬控制，其具有成熟的控制方法以及針對不同控制策略商業化的集成芯片，使用簡單。但是相較數字化控制，模擬控制使用元器件多，易受元器件老化、溫度和外界干擾影響。故而采用DSP進行數字化控制正成為工業界的發展方向。PIC32MK1024MCF064芯片具有DSP內核，最高主頻可達198 MHz，能夠滿足高頻開關頻率要求。本設計采用2nd DBPFC拓撲結構結合平均電流控制策略，通過檢測輸入電壓、電感電流和輸出電壓三個物理量，實現功率因數校正。

根據第一節對2nd DBPFC拓撲結構工作模態的分析，采用不帶體二極管的IGBT作為功率開關管，在一個完整開關周期內，無橋PFC變換器具有一條固定的電流回路返回交流輸入源。因此，針對關鍵電感電流的采樣具體可行的方案有：（1）電路中串聯采樣電阻;（2）采用電流互感器采樣電感電流;（3）通過霍爾電流傳感器采樣電感電流。綜合考慮成本、安全性以及采樣信號可靠性，最終采用霍爾電流傳感器結合電流調理電路來實現電感電流采樣，同時通過霍爾電壓傳感器結合相應的電壓調理電路分別進行輸入電壓和輸出電壓的采樣。

2 校正算法與軟件

功率因數校正主要實現兩個目標：穩定輸出電壓;輸入電流正弦跟隨輸入電壓。在平均電流控制模式中，采用電流電壓雙環控制，其中電壓控制環實現穩定輸出電壓，電流控制環實現輸入電流正弦跟隨輸入電壓，平均電流控制算法結構如圖3所示。

將輸出電壓Uout與電壓給定基準Uref進行比較，通過電壓環PI調節得出調制電壓Um。計算整流輸入電壓Uac、調制電壓值Um和整流輸入電壓平均值Uavg的平方倒數的乘積獲得電流給定基準值Iref

電流幅值信號平均值Iavg與電流給定基準值Iref進行比較，通過電流環PI調節使得電流幅值信號平均值正弦跟隨輸入電壓，同時通過控制開關周期內功率開關管通斷時間實現輸出電壓的穩定，以形成電壓電流閉環控制。

電流給定基準Iref中整流輸入電壓分量uac使得電流給定基準與整流輸入電壓同頻同相，電流幅值信號平均值Iavg可以實現更好的相位跟隨。

另外，電流給定基準中整流輸入電壓平均值分量是為了實現輸入電壓前饋，從而實現在負載恒定不變、輸入電壓在一定范圍內變化的情況下，保證輸入功率穩定不變[6]。

3? ?試驗結果分析

基于2nd DBPFC拓撲結構，結合平均電流控制策略，使用PIC32MK1024MCF064芯片研制了一臺1 kW的2nd DBPFC變換器，其設計指標為：輸入電壓為交流176～264 V，輸入電壓頻率為工頻50 Hz，輸出電壓400 V。

通過電壓檢測電路和電流檢測電路可以得到變換器工作時輸入電壓和電流在時域上的離散信號，再利用MATLAB通過快速傅里葉變換（FFT）將采樣信號的時域采樣變換為頻域采樣，由此得到輸入電壓和電流的基波相位差以及輸入電流諧波畸變率[7]。最后通過功率因數計算得到變換器的功率因數，不同負載情況下測得的功率因數曲線如圖4所示。

樣機滿載輸出時，輸入電壓電流波形以及輸出電壓波形如圖5所示。分析波形可知，輸入電流很好地跟隨輸入電壓，輸出電壓穩定升壓到392 V。負載從空載突然跳變到滿載時輸入電壓電流和輸出電壓波形如圖6所示，輸出電壓約有52 V的突降，同時經過約50 ms恢復到穩態392 V;輸入電流經過約30 ms較好地跟隨輸入電壓。

4 結論

本文立足于2nd DBPFC拓撲，完成變換器系統方案設計與器件選型，并詳細分析其工作模態，同時結合平均電流控制策略完成2nd DBPFC變換器控制程序的編寫。并基于PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一臺1 kW的2nd DBPFC變換器。試驗結果表明，采用雙閉環數字控制，變換器在220 V輸入及滿載條件下，功率因數可達到98.7%。

參考文獻：

[1] 易俊宏，馬紅波，孟慶偉. 高效率、高功率密度無橋PFC設計[J]. 電力電子技術，2017，51（12）：112-116.

[2] 賁洪奇，張繼紅，劉桂花，等. 開關電源中的有源功率因數校正技術[M]. 北京：機械工業出版社，2010.

[3] 李向恒，郝瑞祥，游小杰. 基于功率解耦的無橋PFC變換器[J]. 電力電子技術，2018（4）：84-87.

[4] 楊淇. 高效率PFC變換器的研究[D]. 浙江：浙江大學，2016.

[5] 劉桂花. 無橋PFC拓撲結構及控制策略研究[D]. 黑龍江：哈爾濱工業大學，2009.

[6] 楊靖. 基于DSP的單相功率因數校正數字控制研究[D].南京：南京航空航天大學，2007.

[7] 鄧璟睿，朱才青，江偉，等. 逆變直流電阻點焊電源功率因數研究[J]. 機電工程技術，2019， 48（09）：81-84.