帶有修調(diào)的分段曲率補(bǔ)償帶隙基準(zhǔn)電路

徐 超,吳燈鵬,李新昌,徐大偉,俞躍輝,程新紅

(1.中國科學(xué)院上海微系統(tǒng)與信息技術(shù)研究所,上海 200050； 2.上海科技大學(xué) 物理科學(xué)與技術(shù)學(xué)院,上海 201210； 3.中國科學(xué)院大學(xué),北京 100049)

帶隙基準(zhǔn)電壓是模擬集成電路中的關(guān)鍵模塊，低溫度系數(shù)的帶隙基準(zhǔn)電壓有利于提升電池管理芯片對(duì)電池剩余電量估算的準(zhǔn)確性.為了改善基準(zhǔn)電壓的溫度系數(shù)，文獻(xiàn)[1]采用高階曲率補(bǔ)償方法，產(chǎn)生與溫度成正比和與溫度成反比的電流補(bǔ)償基準(zhǔn)電壓，基準(zhǔn)電壓溫度系數(shù)小，但電源抑制比也較小.文獻(xiàn)[2]采用指數(shù)補(bǔ)償方法，利用三極管電流增益的溫度特性產(chǎn)生與溫度成非線性電流補(bǔ)償基準(zhǔn)電壓，結(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單，但溫度系數(shù)較大，電源抑制比小.文獻(xiàn)[3]采用電阻溫度補(bǔ)償?shù)姆椒?，將兩個(gè)具有負(fù)溫度系數(shù)的電流流過具有正溫度系數(shù)的電阻產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓，基準(zhǔn)電路功耗低，但是溫度系數(shù)大，電源抑制比小.為了得到高精度低溫度系數(shù)、高電源抑制比的基準(zhǔn)電壓，本文提出一種分段曲率補(bǔ)償帶隙基準(zhǔn)電壓.同時(shí)使用修調(diào)電路來減小非理想性因素對(duì)基準(zhǔn)電壓造成的影響.

帶隙基準(zhǔn)電壓的精度對(duì)半導(dǎo)體制造過程中引入的非理想因素的影響十分敏感，通過仿真軟件可以有效的模擬和預(yù)測(cè)系統(tǒng)性誤差，如厄利電壓、溝道長度調(diào)制效應(yīng)等，而器件失配、絕對(duì)值偏差和封裝應(yīng)力等非理想因素是隨機(jī)的[4]，且隨著帶隙基準(zhǔn)電路復(fù)雜程度的提高，精度受誤差影響更加嚴(yán)重.基準(zhǔn)源電路的初始誤差約為±2%～±3.5%[4].為獲得高精度基準(zhǔn)電壓，可以采用電阻修調(diào)技術(shù).本文提出一種新的芯片級(jí)修調(diào)方法來快速獲得最低的溫度系數(shù).若使用逐次逼近最優(yōu)溫度曲線的方法時(shí)，測(cè)試10塊芯片的平均修調(diào)次數(shù)為8.7次.若采用本文提出的基于計(jì)算斜率的修調(diào)方法，測(cè)試10塊芯片的平均修調(diào)次數(shù)為3.5次，效率提升59.8%.通過設(shè)計(jì)分段曲率補(bǔ)償結(jié)構(gòu)和修調(diào)方法，得到溫度系數(shù)低，電壓幅值可調(diào)的基準(zhǔn)電壓，同時(shí)提高了工作效率.

1 分段曲率補(bǔ)償帶隙基準(zhǔn)工作原理

根據(jù)半導(dǎo)體器件基本原理，三極管的基極-發(fā)射極電壓VBE具有負(fù)的溫度系數(shù)，兩個(gè)具有不同電流密度的三極管的基極-發(fā)射極電壓差值△VBE具有正溫度系數(shù).帶隙基準(zhǔn)電壓是將上述兩個(gè)具有相反溫度系數(shù)的電壓以合適的權(quán)重相加，獲得一階補(bǔ)償?shù)慕咏銣囟认禂?shù)的基準(zhǔn)電壓[5].對(duì)于基極-發(fā)射極正向偏置工作的三極管，VBE和溫度相關(guān)公式為[6-9]

式中：VG0為硅在絕對(duì)零度下的帶隙電壓;T為絕對(duì)溫度;Tr為參考溫度;η為與工藝相關(guān)常數(shù);α為集電極電流的溫度指數(shù);VT為熱電壓.

分段曲率補(bǔ)償工作原理如圖1所示，VBE隨溫度變化存在高階項(xiàng)，VPTAT是與絕對(duì)溫度成正比的線性電壓[10]，VNL是高階補(bǔ)償電壓，在一階補(bǔ)償帶隙基準(zhǔn)電壓VBE+VPTAT基礎(chǔ)上，分別在低溫和高溫對(duì)基準(zhǔn)電壓與溫度相關(guān)的高階項(xiàng)進(jìn)行補(bǔ)償，從而提高帶隙基準(zhǔn)電壓的精度.Vref1是經(jīng)過分段曲率補(bǔ)償后產(chǎn)生的高精度的基準(zhǔn)電壓[11].

圖1 分段曲率補(bǔ)償方法原理

分段曲率補(bǔ)償帶隙基準(zhǔn)電壓電路如圖2所示，包含Brokaw核心電路、分段曲率補(bǔ)償電路、啟動(dòng)電路、溫度系數(shù)修調(diào)電路RTEMP和電壓幅值修調(diào)電路ROUT.Brokaw核心電路產(chǎn)生的線性電流IPTAT與絕對(duì)溫度T成正比，補(bǔ)償電流IS由Q3和R5產(chǎn)生：

Vref1=VBE2+2IPTAT(RTEMP+R4)+INLR4=

式中M為三極管Q1和Q2的發(fā)射極面積之比，高階補(bǔ)償電流IS遠(yuǎn)小于線性電流IPTAT.

由于三極管電壓VBE3與溫度成負(fù)相關(guān)，所以補(bǔ)償電流IS與溫度成正相關(guān).通過鏡像電路(MP5、MP6和MP7)，流過MP5和MP6的電流為IS.當(dāng)MP1、MP2、MP3、MP4工作在亞閾值區(qū)時(shí)，分段曲率補(bǔ)償電流I1和I2可由下面公式推導(dǎo)[12-13]得到：

VA=2IPTAT(RTEMP+R4)+INLR4≈

2IPTAP(RTEMP+R4),

(1)

(2)

(3)

(4)

式中：INL遠(yuǎn)小于IPTAP，INLR4可忽略；ζ為亞閾值非理想因子.

運(yùn)算放大器反饋環(huán)路使Vref1與B點(diǎn)電壓相等，通過電阻串R1、R2、R7分壓得到C點(diǎn)和E點(diǎn)電壓，從式(1)～式(3)中可以得知，電壓VA、VC、VE的計(jì)算公式，Vref1為確定值，可以通過調(diào)節(jié)電阻RTEMP、R4、R1、R2、R7的阻值和電流IPTAT來控制電壓VA、VC、VE的大小，使VC

圖2 分段曲率補(bǔ)償基準(zhǔn)電路原理圖

圖3 電壓和電流仿真溫度特性曲線

Fig.3 Simulated temperature dependence of voltage and current

基于0.35 μm BCD工藝，基準(zhǔn)電壓的最優(yōu)溫度曲線和在不同工藝角下的溫度曲線如圖4所示，在-40℃～125℃內(nèi)，分段曲率補(bǔ)償電壓最優(yōu)工藝角(TT)的溫度系數(shù)為0.84×10-6/℃，最差工藝角(FF)的溫度系數(shù)為5.72×10-6/℃.

圖4 基準(zhǔn)電壓仿真溫度特性曲線

對(duì)基準(zhǔn)電路進(jìn)行電源抑制比(PSRR)仿真，如圖5所示，仿真基準(zhǔn)電壓Vref的電源抑制比為-74.43 dB@10 Hz，-74.43 dB@100 Hz，-74.43 B@1 kHz，-77.47 dB@10 kHz，-45.2 dB@100 kHz，-26.55 dB@1 MHz.

圖5 仿真基準(zhǔn)電壓Vref的電源抑制比

為了使電路脫離零狀態(tài)開始工作，基準(zhǔn)電路加入啟動(dòng)電路，如圖2所示，Dis為電路的使能端，P1、P2連接運(yùn)放A1的偏置電路，當(dāng)Dis為高電平時(shí)，MN1、MN2開啟，MP10關(guān)閉，F(xiàn)點(diǎn)電壓被拉至零電位，Vref1也被拉至零電位，整個(gè)電路關(guān)閉.當(dāng)Dis為低電平使能時(shí)，MN1、MN2關(guān)閉，MP9、MP10開啟，F(xiàn)點(diǎn)電位被抬升，因?yàn)槿龢O管Q6的集電極和基極連在一起，F(xiàn)點(diǎn)電位約為三極管閾值的兩倍，Q7、Q8導(dǎo)通迫使Vref1離開零電壓工作狀態(tài)，基準(zhǔn)電路啟動(dòng)，當(dāng)Vref1輸出正常時(shí)，Q7，Q8關(guān)閉，啟動(dòng)電路工作完成.

對(duì)分段曲率補(bǔ)償基準(zhǔn)電壓的建立時(shí)間進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如圖6所示，基準(zhǔn)電壓Vref在10 nF負(fù)載電容時(shí)的建立時(shí)間為27.5 us.

圖6 建立時(shí)間仿真

2 修調(diào)方案

2.1 溫度系數(shù)修調(diào)

為了減小非系統(tǒng)性誤差產(chǎn)生的影響，通過溫度系數(shù)修調(diào)電路RTEMP改善基準(zhǔn)電壓的溫度系數(shù)[13].高階補(bǔ)償基準(zhǔn)電壓的非線性校正分量引入的隨機(jī)誤差與線性隨機(jī)誤差相比，通常情況下都比較小，這是由于非線性校正分量的幅度一般比一階分量要小，所以對(duì)一階線性校正電流2IPTAT流過的電阻RPTAP進(jìn)行修調(diào).

圖7為溫度系數(shù)修調(diào)網(wǎng)絡(luò)，每個(gè)修調(diào)電阻并聯(lián)一個(gè)修調(diào)熔絲，根據(jù)二進(jìn)制權(quán)重規(guī)則，從低位到高位，修調(diào)電阻阻值依次增大兩倍，因此，該修調(diào)網(wǎng)絡(luò)接入電路的電阻阻值可以通過7位二進(jìn)制碼N來控制.根據(jù)基準(zhǔn)電壓Vref1公式，將Vref1對(duì)絕對(duì)溫度T進(jìn)行求導(dǎo)[14-15]：

RTEMP_LSB=RTEMP(N+1)-RTEMP(N),

式中：INL遠(yuǎn)小于IPTAP;ΔS為不同碼值之間電壓溫度曲線斜率的差值；RTEMP_LSB為最低有效電阻.

圖7 溫度系數(shù)修調(diào)電路圖

從上式可知ΔS是固定值.從零碼(N=0000000)到全碼(N=1111111)的基準(zhǔn)電壓與溫度變化曲線如圖8所示.

圖8 零碼到全碼的基準(zhǔn)電壓與溫度變化曲線

Fig.8 Simulated temperature dependence of reference voltage from zero code to full code

2.2 電壓幅值修調(diào)

在上述溫度系數(shù)修調(diào)的基礎(chǔ)上，本文采用電壓幅值修調(diào)電路ROUT來修調(diào)基準(zhǔn)電壓的輸出電壓幅值.圖9為電壓幅值修調(diào)電路，Vref1為Brokaw電路產(chǎn)生的基準(zhǔn)電壓，Vref為幅值修調(diào)后的輸出電壓，串聯(lián)電阻R1～R31，共有32個(gè)節(jié)點(diǎn)，傳輸門輸出與節(jié)點(diǎn)相連，可以通過控制譯碼器的輸入來決定Vref1的接入節(jié)點(diǎn)，帶隙基準(zhǔn)電壓在滿量程1/2處根據(jù)修條碼上下波動(dòng)，Vref與Vref1的關(guān)系為：

ROUT=R1+R2+…+R31,

R1=R2=…=R31,

N=0,1,…,31.

圖9 電壓幅值修調(diào)電路

2.3 芯片級(jí)修調(diào)方法

為了降低工藝中的非理想性因素的影響，提出一種新的芯片級(jí)快速優(yōu)化基準(zhǔn)電壓溫度系數(shù)的修調(diào)方法，快速獲得最低溫度系數(shù)對(duì)應(yīng)碼值并提升工作效率.

步驟1測(cè)量零碼和全碼時(shí)溫度特性曲線，線性擬合后分別得到其溫度特性曲線的斜率值.

步驟2將零碼和全碼值溫度特性曲線斜率值作差，得到斜率變化范圍，再除以位數(shù)，得到每修調(diào)一位得到的步長.

(5)

步驟3根據(jù)零碼和全碼的斜率值與每修調(diào)一位得到的步長，計(jì)算出斜率為零時(shí)的碼值.

(6)

步驟4當(dāng)?shù)玫阶顑?yōu)的溫度曲線時(shí)，修調(diào)電壓幅值電路，獲得目標(biāo)電壓值.

3 測(cè)試結(jié)果

基于0.35 μm BCD工藝，采用分段曲率補(bǔ)償技術(shù)，通過修調(diào)溫度系數(shù)和電壓幅值，獲得高精度低溫度系數(shù)的基準(zhǔn)電壓.圖10為芯片裸片顯微圖像和基準(zhǔn)源版圖.本文在-40℃～125℃內(nèi)對(duì)帶隙基準(zhǔn)進(jìn)行測(cè)試，提出一種新的芯片級(jí)修調(diào)方法以快速獲得最低的溫度系數(shù).

Fig.10 Microscopic image of bare chip and the layout of the proposed reference circuit

為了驗(yàn)證這種芯片級(jí)的修調(diào)方法，隨機(jī)抽取了10顆芯片進(jìn)行測(cè)試.圖11為實(shí)測(cè)芯片的零碼和全碼時(shí)溫度特性曲線.表1為測(cè)試數(shù)據(jù)，T1(溫度系數(shù)理論碼值)為理論溫度系數(shù)修調(diào)碼值，T2(溫度系數(shù)實(shí)測(cè)碼值)為實(shí)測(cè)溫度系數(shù)修調(diào)碼值，M(電壓幅值碼值)為輸出目標(biāo)基準(zhǔn)電壓時(shí)的電壓幅值修調(diào)碼值.步長ΔS和理論碼值T1(溫度系數(shù)理論碼值)可根據(jù)式(5)、(6)計(jì)算得到.理論溫度系數(shù)修調(diào)碼值與實(shí)測(cè)溫度系數(shù)修調(diào)碼值接近，產(chǎn)生偏差的原因主要是測(cè)試誤差和線性擬合誤差.如圖12所示，當(dāng)溫度系數(shù)修調(diào)碼值為0100110，電壓幅值修調(diào)碼值為01010時(shí)，溫度在-40℃～125℃內(nèi)，基準(zhǔn)電壓的實(shí)測(cè)最優(yōu)溫度系數(shù)為5.33×10-6/℃，且經(jīng)過修調(diào)后，10塊芯片的平均溫度系數(shù)能達(dá)到7.47×10-6/℃.使用本文提出的基于計(jì)算斜率的修調(diào)方法，測(cè)試的10顆芯片的平均修調(diào)次數(shù)為3.5次.與使用逐次逼近最優(yōu)溫度曲線的方法測(cè)得10顆芯片的平均修調(diào)次數(shù)8.7次相比，效率提升59.8%.因此該修調(diào)方法給基準(zhǔn)電壓的溫度系數(shù)提供良好的穩(wěn)定性與靈活性，為尋找基準(zhǔn)電壓最低溫度系數(shù)節(jié)約大量時(shí)間，提升工作效率.

通過搭建測(cè)試環(huán)境，實(shí)測(cè)基準(zhǔn)電壓Vref的電源抑制比如圖13所示，-57.44 dB@1 kHz，-56.16 dB@10 kHz，-54.22 dB@100 kHz，-27.3 dB@1 MHz.電源抑制比的實(shí)測(cè)結(jié)果和仿真結(jié)果相近，電源抑制比測(cè)量對(duì)噪聲非常敏感，實(shí)測(cè)結(jié)果與仿真結(jié)果產(chǎn)生差異的原因是環(huán)路區(qū)域的噪聲和印刷電路板布局產(chǎn)生的噪聲產(chǎn)生的影響.

圖11 實(shí)測(cè)10塊芯片零碼和全碼的溫度特性曲線

Fig.11 Measured temperature dependence of full code and zero code for ten chips

圖12 實(shí)測(cè)最優(yōu)碼時(shí)基準(zhǔn)電壓溫度特性曲線

Fig.12 Measured temperature dependence of reference voltage with the optimal code

圖13 實(shí)測(cè)基準(zhǔn)電壓Vref電源抑制比

表2總結(jié)了基準(zhǔn)電壓的性能并與文獻(xiàn)[6,15-17]中其他基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較.實(shí)測(cè)輸出基準(zhǔn)電壓為3.072 V，應(yīng)用于電池檢測(cè)芯片內(nèi)高精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)中.與文獻(xiàn)[6,15-17]比較，本文設(shè)計(jì)的基準(zhǔn)有更低的仿真溫度系數(shù)，實(shí)測(cè)溫度系數(shù)與已有文獻(xiàn)的結(jié)果相近，仿真結(jié)果與實(shí)測(cè)結(jié)果的差異來源于電阻絕對(duì)值偏差，工藝的漂移和封裝應(yīng)力的影響.與文獻(xiàn)[6]中分段曲率補(bǔ)償方法比較，產(chǎn)生補(bǔ)償電流的結(jié)構(gòu)不同，本文通過利用電阻分壓和工作在亞閾值區(qū)域的MOSFET的電學(xué)特性，產(chǎn)生正溫度系數(shù)和負(fù)溫度系數(shù)的電流，實(shí)測(cè)溫度系數(shù)在同一數(shù)量級(jí)，且輸出基準(zhǔn)電壓精確可調(diào).通過新的芯片級(jí)修調(diào)方法，在較大的溫度范圍內(nèi)得到溫度系數(shù)低，電壓幅值精確可調(diào)的基準(zhǔn)電壓.

4 結(jié) 論

1)基于0.35 μm BCD工藝，本文設(shè)計(jì)了一種帶有修調(diào)的分段曲率補(bǔ)償基準(zhǔn)電壓電路，在低溫段和高溫段分別對(duì)基準(zhǔn)電壓進(jìn)行補(bǔ)償，在-40℃～125℃內(nèi)，基準(zhǔn)電壓的最低溫度系數(shù)為5.33×10-6/℃，隨機(jī)抽取的10顆芯片的最低溫度系數(shù)的平均值為7.47×10-6/℃.

表1 隨機(jī)抽取10塊芯片測(cè)試結(jié)果

表2 基準(zhǔn)電壓性能比較

2)提出一種新的芯片級(jí)溫度修調(diào)方法，可以快速找到基準(zhǔn)電壓的最優(yōu)溫度曲線，若采用本文提出的基于計(jì)算斜率的修調(diào)方法，測(cè)試10塊芯片的平均修調(diào)次數(shù)為3.5次，若使用逐次逼近最優(yōu)溫度曲線的方法時(shí)，測(cè)試10塊芯片的平均修調(diào)次數(shù)為8.7次.效率提升59.8%.實(shí)現(xiàn)了靈活的溫度補(bǔ)償.該低溫度系數(shù)的帶隙基準(zhǔn)電壓電路已成功應(yīng)用于電池管理芯片內(nèi)高精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器中，提升了電池管理芯片對(duì)電池剩余電量估算的準(zhǔn)確性.