高增益升壓變換器軟開關效率比較

張豈凡 馬向春

（中國核電工程有限公司 北京市 100840）

1 介紹

近年來，全球變暖極大地影響了我們的生活。全球變暖的罪魁禍首之一，石化能源，造成了嚴重的污染。在這種情況下，清潔能源在工業應用中越來越重要。許多研究[1-3]提出了通過設計零電壓（Zero Voltage Switch，ZVS）開關以及零電流（Zero Current Switch，ZCS）二極管改善變換器效率的方法。軟開關的好處在于減少開關損失以及防止變壓器飽和[4]。第一階段可以使LC 的共振頻率高于主開關的開關頻率進而工作在零電流切換[6]。變換器開關僅需要一個工作周期和一個互補的工作周期，這使得變換器的控制和獲得高增益更加容易[6]。文獻[7-9]提出了耦合電感與電荷泵的高階升壓轉換器。文獻[10]提出了一種級聯DC-DC 轉換器以獲得高增益電壓轉換率的方法。

第二節描述了轉換器的拓撲結構，介紹了轉換器的工作模式。

第三節是本文所提出的高增益轉換器的分析。在這部分，介紹了該轉換器的形成思路以及軟開關的工作條件。第四節是計算機仿真結果以及軟開關與硬開關的效率比較。最終部分是結論。

2 轉換器結構

圖1(a) 展示了文獻[11]提出的無軟開關的高增益升壓變換器。文獻[12]提出了一種級聯軟開關高增益轉換器。圖1(b) 展示了以同步整流開關S2 代替二極管Dc 的級聯開關電容高增益轉換器。

等效電路可以被分解為兩階段，分別是電荷泵階段和耦合電感轉換階段。

圖2 是典型器件在不同工作區間的波形。圖3 (a)-(d) 是升壓器在不同工作區間和不同工作模式的等效電路。電路的工作原理如下：

區間 1 (t0～t1)：

如圖3(a) ，在t=t0，根據驅動信號的工作周期占空比，主開關(S1) 和輸入二極管 (Di2) 導通。輸入電容 (Ci) 儲存的電荷向耦合電感（變壓器）的磁化電感 (Lm) 充電，因此輸入電感(Li)的輸入電流(iLi)和磁化電感的電流(iLm) 會線性增加。鉗位電容Cc在本區間的前半段通過二極管Dp放電，然后放電至0。變壓器二次側的耦合電感會通過二極管Dsn向直流緩沖電路中的電容Csn 充電。

區間 2 (t1～t2)：

如圖3(b)，開關S1仍是導通的，開關S2仍是截止的。磁化電感電流依然維持線性上升，變壓器一次側等效電感所需的能量就完全取決于輸入電容Ci的提供。輸入二極管Di1是截止的，輸入二極管Di2是導通的。二極管Dp會逐漸進入截止狀態。LC 緩沖器會因為本身共振時，把本身的能量完全消耗掉，使LC 緩沖器的二極管Dsn進入截止狀態，輸出二極管Do也是截止的，因此變壓器二次側無電流。

區間 3 (t2～t3)：

如圖3(c)，開關S1是截止的，而輔助開關S2由于儲存于磁化電感的能量釋放，會迫使緩沖器開關S2的內建二極管導通，使緩沖器的開關電壓Vds2=0，以致使輔助開關S2于下一區間導通時處于零電壓狀態。

區間 4 (t3～t4)：

如圖3(d) ，輔助開關S2導通，而由于開關S2的內建二極管已于上一區間導通，因此S2于此區間可達到零電壓切換，而磁化電感電流呈線性下降，泵電容Cp把自己本身所儲存的能量傳送到變壓器的二次側，進而提供負載能量。同時，鉗位電容Cc在充電，鉗位電容Cc給泵電容Cp充電時，在鉗位電容損失能量。輸入二極管Di1處在導通狀態，然而，輸入二極管Di2處于截止狀態，泵二極管Dp也是截止的。二極管-電容緩沖器的二極管Dsn進入截止狀態。輸出二極管Do則是導通的，輸出電容Co提供給負載端所需的能量。

3 轉換器分析

本部分介紹電壓的增益以及達到軟開關的方法。第一部分是電壓增益的推導，第二部分是軟開關的設計分析，最后一部分對已有的轉換器進行了拓展。變壓器匝數比n 定義如下：

根據變壓器一次側的伏秒平衡關系，在主開關S1 導通期間，輸入電感以及變壓器磁化電感電壓可以表示為：

圖2：典型器件波形

此時，DC 緩沖器電容電壓可以表示為：

并且在主開關S1 截止及輸出二極管Do 導通時，輸入電感以及變壓器磁化電感電壓可以表示為：

同時變壓器二次側的電感電壓可以表示為：

根據變壓器等效電路，變壓器一次側電感電壓可以表示為：

從式（2）、（3）和 （5）、（6），可以得到輸入電感以及變壓器磁化電感上的伏秒平衡，可以得出輸入電容電壓以及泵電容電壓：

圖3：等效電路的工作區間

圖4：無軟開關下電路的模擬結果

圖5：無軟開關的實驗結果

D 為主開關S1的占空比。最后根據變壓器磁化電感上的伏秒平衡，電壓轉換比M(n,D)可以推導出來為：

由于 vLk<

而在實際情況中耦合電感的耦合系數 kc=1，因此電壓轉換比M(n,D)可以推導出來為：

以下為開關零電壓切換設計的推導：

第二級電路的輸入電流：

圖6：軟開關下的模擬結果 Idsn, Vdsn, Vcp, Vcc, Vccp, Vcs

圖7：軟開關下的實驗結果

其中 IS1,av為流經開關(S1)的平均電流，η 為轉換器的效率，Io為平均輸出電流。當開關(S1)導通瞬間流經開關S1電流方向與導通后的電流成相反的方向時，可達成開關的零電壓切換，即 Is1(t0)<0。假設電路能量轉換效率為100%，則一次側的磁化電感感值范圍簡化后為轉換器前級的電壓轉換比為 1/(1-D)，然后可得到使轉換器達成開關零電壓切換的磁化電感感值范圍為：

圖8：軟開關下實際電路圖

為使本文所提出的轉換器的變壓器二次側二極管-電容緩沖器中的二極管達成零電流切換， 主開關 (S1) 導通時間需大于變壓器二次側漏電感和二極管-電容緩沖器中的電容的共振周期的一半。變壓器二次側共振頻率為：

若主開關 (S1)的導通時間為DTs,，可得：

通過式（21），零電流切換下緩沖電容 Csn范圍如下：

當耦合電感的磁化電感 (Lm) 和緩沖電路的電容 (Csn) 滿足式 （19）和（22）， 轉換器可以工作在軟開關條件下，提升電壓轉換的效率。

4 模擬和實驗

實際電路的參數如下：輸入電壓45(V)，驅動電路的占空比為0.23，連續工作模式下的輸出電壓為357(V)，最大輸出功率為200 (W)。驅動電路的開關頻率選定100 kНz。主開關 S1和S2的型號為IRFB4227。耦合電感使用ETD-39 的鐵芯，一次側漏感Lk1為 0.4 μН，二次側漏感 Lk2為3.1μН，磁化電感 Lm為2μН. 耦合電感的匝數比 Ns/NP=27/10。泵電容Cc=Cp=10μF，直流緩沖電路電容Csn=0.1μF。輸出電容Co=470μF。附加電感 Laux=200nН。二極管 DP2，DN2和Dsn均為SR4060。泵電容二極管Dcc，嵌位二極管Dcp和輸出二極管Do均為STPS10Н100CT。驅動系統使用數字信號處理器DSP dsPIC30F2020 驅動主開關 S1, S2。

連續工作模式下、無軟開關的模擬結果如圖4。圖4 展示了包括Vcp, Vcc, Vdsn, Idsn, Vdp，和 Vdo的模擬結果。圖5 展示了實驗在117W 時的相應測量結果。

連續工作模式下、有軟開關的模擬結果如圖6。圖6 展示了包括Idsn和 Vdsn, Vcp, Vcc, Vccp, Vcs的模擬結果。圖7 展示了輸出功率100W、連續工作模式下、有軟開關的實驗結果。相應的實驗結果如圖7。圖8 展示了實際電路。

5 結論

高增益升壓變換器如上文所示。根據模擬和實驗結果，可以總結如下結論：

（1）二極管-電容緩沖器吸收了由漏電感釋放的峰值電流，增加了電壓增益，同時MOSFET 并未增加更多的開關損失。

（2）通過使用開關電容，耦合電感，電荷泵，二級、三級升壓技術，可以獲得很高的電壓增益。

（3）本文提出的變換器效率可達92%；最高情況可達93.5%。

（4）具有同步整流器的電路效率得到了提升。