基于H6和QPR控制的新型光伏并網(wǎng)逆變器

欒 天， 任一峰， 安 坤， 郭 睿， 衛(wèi)芃毅

(中北大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，太原 030051)

引 言

單極性正弦脈寬調(diào)制(Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM)下的全橋電路，擁有并網(wǎng)濾波電感小和直流電壓利用率高等優(yōu)勢(shì)，應(yīng)用較為廣泛，但是采用單極性的SPWM調(diào)制有高頻脈動(dòng)的共模電壓，從而產(chǎn)生共模漏電流。本文設(shè)計(jì)了新型H6橋結(jié)構(gòu)，可以使得逆變器的共模電壓在各個(gè)工作階段保持恒定，從而抑制共模漏電流的產(chǎn)生。新型H6橋結(jié)構(gòu)在全橋電路的基礎(chǔ)上給兩個(gè)橋臂各加一個(gè)絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)，并將兩個(gè)橋臂相連。這樣單橋臂上的兩個(gè)管子在工作時(shí)不能同時(shí)導(dǎo)通，起到改善輸出電流質(zhì)量的作用，基本做到消除共模漏電流[1]。

共模漏電流被抑制后，逆變器性能的主要影響因素就是入網(wǎng)電流控制。目前市場(chǎng)上普遍使用的PI控制，其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，應(yīng)用廣泛。但PI控制對(duì)交流給定信號(hào)無(wú)法實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差跟蹤。文獻(xiàn)[2]中介紹的重復(fù)控制通過(guò)一個(gè)周期的延時(shí)來(lái)實(shí)現(xiàn)，使得控制器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)變慢；文獻(xiàn)[3]中介紹的模糊PID控制可以實(shí)現(xiàn)較好的魯棒性，但是由于控制算法實(shí)現(xiàn)的功能不同，存在差異大并且算法復(fù)雜等缺點(diǎn)；文獻(xiàn)[4]中介紹了4種設(shè)計(jì)方案的PI控制，各自都有優(yōu)點(diǎn)，但是不能消除PI控制抗干擾性差的問(wèn)題。文獻(xiàn)[5]中介紹的無(wú)差拍控制可以基本實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)，但是此控制方式對(duì)數(shù)學(xué)模型要求較高，系統(tǒng)魯棒性優(yōu)化較難。本文設(shè)計(jì)在比例諧振(Proportional Resonance，PR)控制的基礎(chǔ)上，提出對(duì)PR控制改進(jìn)成準(zhǔn)比例諧振(Quasi Proportional Resonance，QPR)控制，對(duì)于改進(jìn)后的QPR控制，其不僅涵蓋了PR控制的優(yōu)點(diǎn)，并且提高了電網(wǎng)電壓的抗擾動(dòng)能力。

1 H6橋光伏并網(wǎng)逆變器

單相H6橋結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中:C1為直流側(cè)母線電容;Ug為電網(wǎng)電壓;LA、LB為濾波電感;C0為濾波電容。由圖1可知，較文獻(xiàn)[6]中介紹的目前市場(chǎng)上普遍使用的H6拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，本文設(shè)計(jì)的光伏逆變器拓?fù)銱6電路的結(jié)構(gòu)將兩個(gè)二極管移除，并在控制策略上進(jìn)行完善，使其能夠有效消除共模漏電流[7]，處理無(wú)功功率。

圖1 H6逆變橋主電路結(jié)構(gòu)

H6逆變器各功率管驅(qū)動(dòng)波形如圖2所示。

采用單極性調(diào)制方式，在一個(gè)完整的工作周期中，逆變器共有6種工作狀態(tài):①在正半周期時(shí)，S6一直處于開(kāi)通狀態(tài)，IGBT管S1和S4通過(guò)觸發(fā)信號(hào)同時(shí)開(kāi)通，其余管關(guān)斷，輸出電流流過(guò)S1、濾波電感電容、電網(wǎng)、S6和S4。則UAN=UPV，UBN=0，共模電壓UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。②S1和S4關(guān)斷，電流通過(guò)S5的反并聯(lián)二極管、濾波電感、濾波電容、電網(wǎng)、S6，則UAN減小UBN增加直到二者量值完全相等，因此UAN=UBN=UPV/2，共模電壓UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。③在正半周期的負(fù)功率階段，S2、S3和S5導(dǎo)通，電流通過(guò)S2、S3和S5的反并聯(lián)二極管后減小，則UAN=0，UBN=UPV，共模電壓為UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。④在負(fù)半周期內(nèi)的正功率段，IGBT管S2、S3和S5導(dǎo)通，S6關(guān)斷。電感的電流逆向增加，則UAN=0，UBN=UPV，共模電壓UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。⑤S5和S6導(dǎo)通，S2和S3截止，電流通過(guò)S6的反并聯(lián)二極管、濾波電感、濾波電容、電網(wǎng)和S5后減小，UAN增加UBN減小直到二者量值完全相等，因此UAN=UBN=UPV/2，共模電壓UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。⑥在負(fù)半周期內(nèi)的負(fù)功率階段，IGBT管S1、S4和S6導(dǎo)通，電流通過(guò)S1、S4和S6的反并聯(lián)二極管后減小，則UAN=UPV，UBN=0，共模電壓UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV。

圖2 H6逆變驅(qū)動(dòng)波形

UPV為直流母線電壓，UAN為A點(diǎn)對(duì)地點(diǎn)的電壓，UBN為B點(diǎn)對(duì)地點(diǎn)的電壓。此6開(kāi)關(guān)結(jié)構(gòu)逆變器在6種工作狀態(tài)運(yùn)行時(shí)，共模電壓均為UCM=(UAN+UBN)/2=0.5UPV，基本保持不變，因此可以有效抑制共模漏電流。

2 并網(wǎng)控制模型建立

2.1 逆變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)雙環(huán)控制方案

H6結(jié)構(gòu)雙環(huán)控制框圖如圖3所示。

圖3 H6結(jié)構(gòu)雙環(huán)控制框圖

光伏并網(wǎng)逆變器采用雙閉環(huán)控制，外環(huán)實(shí)現(xiàn)直流母線電壓控制，將給定的直流母線電壓與設(shè)定電壓350 V進(jìn)行比較，差值經(jīng)控制器調(diào)節(jié)后輸出給定電流的幅值Iref。通過(guò)鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)電壓相位與頻率的捕獲，得到給定電流iref；內(nèi)環(huán)主要實(shí)現(xiàn)的是將并網(wǎng)電流i和給定電流iref的差值經(jīng)過(guò)控制器得以調(diào)節(jié)，將所得的波形與三角波比較后用于產(chǎn)生SPWM波。SPWM信號(hào)放大后經(jīng)過(guò)功率管，作用于H6橋逆變器開(kāi)關(guān)管，經(jīng)過(guò)濾波電路并入電網(wǎng)[8]。

2.2 電流內(nèi)環(huán)控制器的設(shè)計(jì)

PR控制即將一個(gè)無(wú)損諧振環(huán)節(jié)加入調(diào)節(jié)器中，從而使得控制器在諧振頻率處可以有無(wú)窮大的增益，通過(guò)這一方法消除系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差。本系統(tǒng)的諧振頻率為50 Hz，PR控制的傳遞函數(shù)[9]為：

(1)

PR控制在理論上可以完全抑制電網(wǎng)電壓對(duì)輸出并網(wǎng)電流的影響，但在實(shí)際工程中，電網(wǎng)電壓的頻率不是穩(wěn)定不變的，在電網(wǎng)電壓產(chǎn)生誤差和偏移時(shí)，PR控制器的性能則會(huì)大幅降低，此算法就無(wú)法完成快速精確的追蹤，需要對(duì)其進(jìn)行改進(jìn)，降低在諧振頻率處的敏感度和高增益特性，以利于系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)。可將PR改進(jìn)為QPR控制，其傳遞函數(shù)[9]為：

(2)

式中:KP為QPR控制器的比例系數(shù);KR為諧振系數(shù);ω0為基波頻率;ωc為截止頻率。

為保證電網(wǎng)頻率波動(dòng)時(shí)QPR控制器有足夠大的增益，假設(shè)允許波動(dòng)范圍為50±0.5 Hz，即帶寬d=2×0.5=1(Hz)，取ωc=π×d=3.14(rad/s)，同時(shí)取KP=2.5，KR=50，ω0=314 rad/s，繪制QPR控制器的Bode圖如圖4所示。

圖4 QPR控制器的伯德圖

2.3 QPR控制算法

基于QPR控制并考慮電網(wǎng)電壓擾動(dòng)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示。

圖5 基于QPR控制和電網(wǎng)電壓干擾下的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

由圖5所示系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，運(yùn)用齊次定理，并比較式(2)可知：

(3)

由式(3)可得，QPR控制器在基波頻率ω0處的幅頻特性為：

AQPR(ω0)=KP+KR

(4)

根據(jù)式(4)可知控制增益為有限值，相比于PI和PR控制在基波頻率ω0處的增益，QPR控制器在基波頻率處的增益有適當(dāng)?shù)脑黾覽10]，抑制穩(wěn)態(tài)誤差的能力明顯提升。

選取PI控制器、PR控制器、QPR控制器的各參數(shù)為KP=2.5，KI=KR=50，ωc=3.14 rad/s，ω0=314 rad/s，將3種控制器的傳遞函數(shù)繪制在同一Bode圖中，如圖6所示。

圖6 三種控制器的伯德圖

由圖6可知，在基波頻率左側(cè)的低頻段，PR(實(shí)線)和QPR(虛線)控制在抑制電網(wǎng)電壓的干擾信號(hào)效果上基本相同，PI(點(diǎn)劃線)控制在這一階段對(duì)干擾信號(hào)的抑制性能明顯高于PR和QPR控制；在基波頻率右側(cè)的高頻段可以看出3種控制方式對(duì)電網(wǎng)電壓干擾信號(hào)的抑制效果基本一致[11]；在基波頻率處，PR控制對(duì)閉環(huán)擾動(dòng)的衰減增益可以達(dá)到80 dB，其衰減電網(wǎng)電壓的干擾信號(hào)能力最強(qiáng)；準(zhǔn)PR控制的閉環(huán)擾動(dòng)衰減增益約為35 dB，PI控制相較QPR控制更低，因此就基波頻率處擾動(dòng)信號(hào)衰減增益相比較，PR控制和QPR控制都具有顯著的優(yōu)勢(shì)。但是對(duì)QPR控制器而言，其犧牲了部分基波頻率處的增益，換取了相比PR控制器更寬的帶寬[12]，即如果在基波頻率處發(fā)生了偏移，增益也可以相對(duì)保持穩(wěn)定。總得來(lái)說(shuō)，QPR控制在抗電網(wǎng)電壓干擾上相比于PI、PR控制效果更佳。

設(shè)計(jì)穩(wěn)定性和抗干擾性最佳的QPR控制器即要設(shè)計(jì)其各項(xiàng)參數(shù)：ωc的選擇取決于電網(wǎng)頻率允許的波動(dòng)帶寬[13]；KP的選擇取決于控制器對(duì)于比例增益和諧波阻抗的要求；KR的選擇取決于控制器對(duì)基波頻率出的增益要求。

3 仿真結(jié)果及分析

上述對(duì)QPR控制的研究，為了驗(yàn)證其能實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)電流的無(wú)靜差跟蹤，設(shè)計(jì)相關(guān)參數(shù)：逆變器增益K=400，比例系數(shù)KP=2.5，積分系數(shù)KI=100，諧振系數(shù)KR=50，截止頻率ωc=3.14 rad/s。在Matlab/Simulink平臺(tái)搭建了基于H6逆變橋的QPR控制仿真模型[14]，運(yùn)行得到結(jié)果，如圖7所示的H6逆變橋輸出并網(wǎng)電流波形。

圖7 輸出并網(wǎng)電流波形

對(duì)基于QPR控制的輸出電流進(jìn)行FFT分析，分析結(jié)果如圖8所示，得到總諧波畸變率(THD)為2.16%。

圖8 基于QPR控制的輸出電流FFT分析

QPR控制能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)電網(wǎng)電流的無(wú)靜差跟蹤，輸出電能質(zhì)量高；在電網(wǎng)頻率發(fā)生小幅變化時(shí)，與PI控制、PR控制相比，QPR控制帶寬更大，可以很好地適應(yīng)電網(wǎng)頻率的偏移。仿真結(jié)果與上述理論分析一致。

4 結(jié) 語(yǔ)

本文通過(guò)對(duì)新型H6結(jié)構(gòu)逆變器設(shè)計(jì)了QPR控制策略，并對(duì)新的控制策略在H6結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果證明：在基波頻率附近，電網(wǎng)頻率發(fā)生小偏移時(shí)，QPR控制可以保持足夠大的衰減增益，擁有很強(qiáng)的抗干擾性。結(jié)合H6結(jié)構(gòu)，有效的減小了并網(wǎng)電流的THD，消除了共模漏電流，提高了并網(wǎng)的質(zhì)量。