準Z源級聯多電平逆變器單元間功率平衡控制

杜春水 劉強 郭文君 陳阿蓮

摘要：針對準z源級聯H橋多電平逆變器單元間功率不平衡帶來的系統穩(wěn)定性差、電能質量低等不足，提出了一種單元間輸入功率不平衡工況下系統穩(wěn)定控制策略。建立了準z源級聯逆變單元數學模型以及系統功率模型，闡述了不平衡功率輸入時單元間相互作用機理，通過構造虛擬平均功率單元及其調制信號因子，計算出各單元輸出功率與虛擬單元平均功率的偏差，調整各自調制信號因子，采用融合z源逆變單元升壓直通占空比的載波移相脈沖寬度調制技術，實現了逆變器單元間有功功率均衡控制和直流母線電壓穩(wěn)定，仿真實驗和樣機測試結果驗證了所提控制策略的正確性和有效性。

關鍵詞：H橋級聯多電平逆變器;光伏并網發(fā)電;準z源;虛擬平均功率單元;功率平衡

DoI：10.15938/j.eme.2019.08.003

中圖分類號：TM464文獻標志碼：A 文章編號：1007-449X（2019）08-0019-09

0引言

近年來，級聯型多電平逆變器因其對功率器件耐壓要求低、開關應力小、輸出電壓諧波含量低等明顯優(yōu)勢，在有源電力濾波器、靜止同步補償器、光伏發(fā)電系統等諸多領域應用前景廣闊，另外，電氣化鐵路的高速發(fā)展，使得級聯型拓撲在電氣化牽引供電系統中備受青睞。準z源H橋級聯型多電平逆變器（quasi-Z-source cascaded multilevel invert-er，QZSCMI）是在經典H橋級聯多電平逆變器基礎上提出和發(fā)展起來的，由于級聯單元的直流環(huán)節(jié)包含準z源網絡，其電源性質發(fā)生了根本性變化，既不同于電壓源逆變器，也不同于電流逆變器，較經典級聯H橋逆變器優(yōu)越性顯著：（1）單元H橋功率開關器件允許有“直通”狀態(tài)，可靠性高;（2）單級升降壓功率變換功能，允許輸入電壓波動范圍大，適應能力強。

為充分發(fā)揮新一代QZSCMI優(yōu)勢和潛能，國內外學者在控制方法、調制策略、系統效率分析和輸出電能質量等方面取得了諸多研究成果。然而在級聯型多電平光伏并網逆變器中，光照、溫度以及各級光伏陣列輸出特性不匹配，易造成各級直流母線電壓漂移，降低并網性能和系統可靠性，可見功率平衡控制是級聯型多電平逆變器控制策略的關鍵環(huán)節(jié)。目前針對級聯型多電平逆變器功率平衡控制問題，已有一些解決方案。文獻[7]針對級聯型拓撲結構采用了一種對子模塊按電容電壓排序，以子模塊問最大電壓偏差為判斷依據的電壓均衡控制算法，但適用于半橋式單元級聯結構，且排序運算量較大。文獻[11]利用多組PI控制器得到相內各級聯單元偏差功率實現相內功率平衡的控制;文獻[12]通過調節(jié)各級聯單元直流電壓實現單元問功率平衡，通過無功功率計算電壓調節(jié)相角，運用P控制器得出電壓調節(jié)幅值;文獻[11-12]均采用移相SPWM調制方法，不適用于準z源H橋級聯型拓撲。文獻[13]提出了系統基本控制思路和改進型級聯移相PWM調制方法（cascade phase shift pulsewidth modulation，CPS-PWM），但不能直接用于單元輸入功率不平衡情況下的穩(wěn)定控制。文獻[14-15]根據各功率單元有功功率與總功率的比值關系，按比例分配調制比因子;文獻[18-19]通過改變第一個功率單元調制波信號的相位與幅值信息，而使其他功率單元調制波相位與電網電壓相位一致，即系統無功功率由1個單元提供，其他功率單元只提供有功功率以控制系統穩(wěn)定運行;文獻[20]采用改變載波旋轉周期的方法維持控制系統穩(wěn)定;這3種功率平衡控制方法調節(jié)范圍較小，功率不平衡適應性差;文獻[22]運用多組PT控制器，提出了一種基于有功功率修正的功率平衡控制方法，具有較大的功率不平衡適應范圍，但引入了較多的PT控制器，控制系統復雜，參數調整繁瑣。本文考慮到準z源H橋級聯型多電平逆變器的系統結構復雜、控制量多等特點，有必要為該拓撲形式逆變器尋求一種簡潔有效的功率平衡控制方法以及總體控制策略。本文在改進的CPS-PWM基礎上設計了一種基于構造虛擬平均功率單元的單元問功率平衡控制策略。下面僅以單相準z源H橋級聯多電平逆變器為例分析。

1系統結構與工作原理

單相準z源H橋級聯型多電平逆變器系統結構圖如圖1所示，該系統由n個電流連續(xù)型準z源H橋（quasi-Z-source H-bridge，QZSHB）單元級聯構成，通過輸出濾波電感Ls直接并網。

以QZSCMI系統級聯逆變單元k（k=1，2，……）為例簡要說明其工作原理，其等效電路如圖2所示，它包含直通和非直通兩種工作狀態(tài)。直通狀態(tài)如圖2（a）所示，二極管關斷，電容UCk1向電感Lk2充電，電壓源U^cfk和電容U^ck2共同向L^k1充電，電感電流上升。該狀態(tài)工作于傳統調制的零矢量，級聯單元不輸出功率。

各級聯單元輸出電流is相同，由式（12）可知，若各單元的直流鏈電壓udc和調制系數msk相同，則每個單元輸出功率相等。為滿足各個級聯的光伏發(fā)電單元最大功率點跟蹤需求，不同級聯單元的輸入功率也應該不同，因此，需要保持系統直流鏈電壓穩(wěn)定，對每個單元輸出功率獨立控制，而并網逆變器功率調節(jié)的實現是通過對并網電流幅值的改變完成的。

2.1.2功率平衡控制方法

根據各單元輸入有功功率對總調制因子再分配的功率平衡控制方法。

本文以單相并網型QzscMI為例，提出的功率平衡控制結構如圖3所示。圖中，usp為電網峰值電壓，cos（ωt）為鎖相信息，首先根據各單元與虛擬平均單元的偏差功率，然后計算出與并網電流相對應的偏差量，接著將該偏差量與鎖相環(huán)輸出的相位信息相乘獲得偏差調制信號因子△msk，最后將各偏差調制信號因子與總調制信號因子線性疊加獲得各單元調制信號因子msk，也即調節(jié)了各單元的實際輸出電壓，從而改變了其輸出功率。這種前饋補償方法能夠確保各單元輸出有功功率獨立調節(jié)且可保證直流母線電壓穩(wěn)定。

3融合直通占空比的載波移相調制

載波移相SPWM調制是級聯型多電平逆變器經典調制方式，其融合了sPwM技術與階梯波合成技術的優(yōu)勢，且具有獨特的消諧波優(yōu)勢，但無法直接用于準z源級聯逆變器的控制，尚需考慮如何將z源網絡直通占空比融入載波移相調制方式中去，又不會對輸出電能質量產生不良影響。為此，采用在CPS-PWM零電壓輸出脈沖期間插入直通占空比的方法。QZSHB單元驅動信號生成方法如圖5所示，可以看出直通驅動信號在逆變器輸出零電壓狀態(tài)中有效，調節(jié)準z源網絡直通占空比因子實現升壓;改變調制信號因子（調制比）完成SPWM調制功能。同時為防止并網電流過調制情況下引起波形畸變，直通占空比因子與逆變器調制因子應滿足

4QZSCnI系統仿真

為驗證本文提出的準z源H橋級聯各單元輸入功率對總調制因子再分配的功率平衡控制策略的正確性，在Matlab/SIMULINK中建立了單相準z源級聯型多電平逆變器的仿真模型，系統仿真參數如表1所示。

仿真過程中，控制濾波電容Cfk以及準z源網絡電容Ck1電壓值跟隨給定值，輸入側濾波電容電壓給定值為90V，準z源網絡電容電壓給定值為120V。設定升壓倍率為1.67在非直通狀態(tài)下的直流母線峰值為150V左右。系統仿真過程為：第一階段時間為0～0.5s，在該階段系統啟動，并進入穩(wěn)定運行狀態(tài);第二階段時間為0.5～1.2s，0.5s時單元1輸入功率由560w突降為430w;第三階段時間為1.2～1.9s，1.2s時單元2輸入功率由560w突降為400w;第四階段時間為1.9～2.5s，1.9s時單元1與單元2功率又恢復為560w，而單元3的功率保持560W不變。

單相QZSCMI系統仿真工作波形如下，圖6（a）所示為各單元的輸入功率變化和輸出電流情況，可以看出各單元功率單獨可控，系統響應速度快。由圖6（b）可知0.5s時刻，雖然第一單元輸入功率突降，但是輸出并網電流減小過程平滑，波形質量高。

仿真過程中4個階段輸出網側電流THD如圖7所示，可以看出在單元1和單元2輸入功率突變時，網側電流值會相應減小，但電流THD仍滿足并網要求（≤5%）。

相應地，各個單元直流母線電壓隨功率變化的工作波形情況如圖8所示，可以看出電壓控制響應速度快，雖然直流母線電壓在功率突變時發(fā)生小幅波動，但三單元疊加后的直流母線電壓能夠穩(wěn)定在設定值（450V），暫態(tài)過程時間短，穩(wěn)定性好。

根據以上分析可知，所提功率平衡控制方法能夠較好的適應輸入功率不平衡變化，即使功率突變，系統也能夠穩(wěn)定運行。

5實驗驗證

為驗證控制策略的可行性和有效性，搭建了三相準z源H橋單元級聯的多電平逆變器樣機，系統整機圖如圖9（a）所示，系統設計功率為10kW，逆變橋開關管為英飛凌公司的IKW30N60T單管IG-BT，開關頻率為5kHz，其主電路參數與仿真參數一致。該實驗系統的實驗模擬直流電源、功率電路及其信號調理電路、主控系統電路，如圖9（b）所示，控制系統采用TI DSP TMS320F28335和Altera FPGAEP4CE15F17C8相結合的雙控制器架構。QZSHB各個功率單元的直流輸入電源由單相隔離變壓器、不可控整流器、可調功率電阻和濾波電容組成。實驗時采用單相逆變器功率降額測試，通過調節(jié)各單元的功率電阻，可以使得3個級聯單元的輸入功率不相等，并設定輸入電源濾波電容電壓Ucf參考值為28V，準z源網絡電容Ck1電壓參考值為35V，直通占空比因子限幅值0.25。

圖10（a）為濾波電容電壓實驗波形圖，ucf1、Ucf2、ucf3平均值分別為28.0V、29.4V、27.9V。圖10（b）為輸入電流波形，各單元輸入電流分別為434mA、552mA、453mA，輸入功率由逆變橋的輸入電壓和輸入電流共同決定，三單元逆變橋輸入濾波電容電壓和輸入電流的不同反映了輸入功率不平衡性，其中單元二輸入功率最大。以虛擬功率單元為基準，各單元偏移平均功率的百分比分別為11.12%、18.69%、7.56%。圖10（c）為準z源網絡電容ck1電壓實驗波形圖，uc11、uc21、uc31、平均值分別為34.6V、35.1V、34.2V，考慮電路參數誤差，均穩(wěn)定在給定值附近。圖10（d）、10（e）、10（f）為三單元直流鏈電壓波形，其幅值由輸入電壓28V輸入升高到44V，升壓倍數約為1.57，驗證了準z源網絡升壓功能、各單元母線電壓穩(wěn)定性能和功率平衡控制策略有效性。

圖11（a）為級聯H橋級聯單元輸出電流;。波形，其幅值為1.5A，可以看出輸出電流具有較好的正弦度。圖11（b）為系統輸出電壓波形，由于負載較輕，系統調制度較小，輸出電壓波形呈五電平階梯波。如圖11（c）所示，隨著輸出負載電流變大，調制度增加，系統輸出電壓將呈現圖11（d）所示七電平階梯波狀態(tài)，可以看出輸出電壓為七階梯波時，輸出電流波形質量高。

綜上可知，由級聯逆變器輸出電壓、輸出電流實驗波形，可知系統在各單元輸入功率不平衡條件下，不同負載下的運行情況，其輸出電流波形質量高，實驗平臺運行穩(wěn)定。

6結論

本文針對不同單元輸入功率不平衡情況下準z源級聯型多電平逆變器的功率平衡控制問題，提出了虛擬平均功率逆變單元的思路，根據各單元與虛擬單元功率偏差調節(jié)調制系數，根據升壓需要調節(jié)直通占空比，合成最終調制因子，通過載波移相脈沖寬度調制方法，實現了單元問功率分配。

所提控制方案非常適合光伏發(fā)電系統，由于自然條件影響或光伏組件特性不匹配，其逆變單元輸入功率經常是不平衡的，新型控制策略能夠有效控制直流母線電壓穩(wěn)定，改善輸出電能質量，有利于提高系統發(fā)電量。

所提系統控制方案不僅適合于單相準z源級聯多電平逆變器系統，也可以推廣應用到三相系統。

隨著電動汽車的普及，該方案也適用于分布式儲能或動力電池的梯度利用，應用前景廣闊。