基于TSMC 的直驅(qū)式永磁同步風(fēng)電系統(tǒng)并網(wǎng)控制策略

邱增廣，王宇雷

（中國礦業(yè)大學(xué)電氣與動力工程學(xué)院，徐州 221000）

雙PWM 變換器由于直流側(cè)需要較大電容，造成系統(tǒng)的集成度低[1]，并且輸出頻率范圍窄，諧波污染嚴(yán)重。雙極矩陣變換器（簡稱TSMC）直流側(cè)無需濾波電容，集成度高，并且功率可雙向流動、輸入功率因數(shù)可調(diào)，因此TSMC 非常適合作為變速恒頻風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的功率變換器。

本文分析了TSMC 的雙空間矢量調(diào)制策略，建立了其逆變級的并網(wǎng)數(shù)學(xué)模型，研究了基于TSMC 的直驅(qū)式風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的集成控制，使并網(wǎng)的有功功率跟蹤發(fā)電機輸出的功率，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)輸入的控制目標(biāo)。最后本文通過Matlab/Simulink 仿真研究驗證了該控制策略的有效性。

1 TSMC 雙空間矢量調(diào)制策略

TSMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。如果能保證直流側(cè)電壓極性為正，整流級可采用雙向開關(guān)（由兩個單向開關(guān)組成），逆變級可采用單向開關(guān)。

圖1 TSMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.1 整流級的空間矢量調(diào)制策略

當(dāng)整流級某一相開關(guān)全部導(dǎo)通，另兩相開關(guān)全部關(guān)斷時，輸入為零矢量，直流側(cè)電壓為零。而某一相上橋臂和其他相下橋臂開關(guān)導(dǎo)通的組合狀態(tài)有六種，即六個輸入電流有效空間矢量I1～I6[2]。如圖2（a）所示，“1”表示該相同p 極相連的開關(guān)導(dǎo)通，“0”表示該相同n 極相連的開關(guān)導(dǎo)通，“Z”代表該相上下開關(guān)全部斷開。例如“Z10”表示b 相與p 極相連的開關(guān)導(dǎo)通，c 相與n極相連的開關(guān)導(dǎo)通，其余開關(guān)斷開。電流參考矢量Ir可由其相鄰的兩個有效空間矢量及零矢量合成，如圖2（b）所示。

圖2 整流級的空間矢量調(diào)制過程

1.2 逆變級的空間矢量調(diào)制策略

定義開關(guān)變量SA、SB、SC表示六個開關(guān)的通斷狀態(tài)。當(dāng)Si=1（i=A，B，C）時，表示相應(yīng)橋臂與p 極相連的開關(guān)導(dǎo)通，與n 極相連的開關(guān)關(guān)斷；當(dāng)Si=0（i=A，B，C）時，表示相應(yīng)橋臂n 極相連的開關(guān)導(dǎo)通，與p 極相連的開關(guān)關(guān)斷。如“011”表示A 相與n 極相連的開關(guān)導(dǎo)通，B、C 兩相與p 極相連的開關(guān)導(dǎo)通，其余開關(guān)斷開。逆變級六個開關(guān)共有八種組合形式，包括六個有效空間電壓矢量U1～U6和兩個零矢量，如圖3（a）所示。輸出端線電壓參考矢量Ur可由相鄰的兩個有效空間矢量以及零矢量合成，如圖3（b）所示。

圖3 逆變級的空間矢量調(diào)制過程

1.3 整流級和逆變級的協(xié)調(diào)控制策略

整流級和逆變級的協(xié)調(diào)控制策略如圖4所示。在一個PWM周期內(nèi)，整流級輸出兩段線電壓和一個零電壓，如圖4（a）所示。逆變級的協(xié)調(diào)如圖4（b）所示，在兩段線電壓下分別進行一次調(diào)制，且在兩段線電壓作用下使用相同的有效空間矢量和占空比。在整流級輸出零電壓時，逆變級輸出零矢量。如果將逆變級的零矢量分配在整流級開關(guān)的切換處，則可實現(xiàn)整流級零電流換流[3]，如圖4（c）所示。

圖4 兩級的協(xié)調(diào)控制策略

1.4 兩級電壓變換關(guān)系

整流級在一個PWM 周期內(nèi)的關(guān)系為：

式中，Uav為直流側(cè)平均電壓；Trec為整流級開關(guān)函數(shù)；Ui為三相輸入相電壓；mc為整流級調(diào)制系數(shù)；ωi為輸入相電壓角頻率；αi為輸入功率因數(shù)角。當(dāng)Ui為理想三相電壓時，Uav為：

式中，Uim為理想輸入相電壓幅值。

逆變級在一個PWM 周期內(nèi)的關(guān)系為：

式中，Uout為TSMC 三相輸出線電壓；Tinv為逆變級開關(guān)函數(shù)；mv為逆變級調(diào)制系數(shù)；ωo為輸出線電壓角頻率；βo為輸出線電壓初相位。

2 TSMC 逆變級并網(wǎng)數(shù)學(xué)模型

圖5 TSMC逆變級并網(wǎng)電路圖

TSMC 逆變級并網(wǎng)電路圖如圖5所示，根據(jù)基爾霍夫電壓定律，TSMC 逆變級并網(wǎng)三相電壓回路方程為：

采用按電網(wǎng)電壓合成矢量定向的旋轉(zhuǎn)變換[4]，將式（5）代入式（4）可得：

式中，ωg為電網(wǎng)電壓角頻率。

通過式（6）求取TSMC 逆變級參考相電壓，然后將各相兩兩相減，從而得到逆變級參考線電壓，最終實現(xiàn)對TSMC 的控制。

3 風(fēng)電系統(tǒng)集成控制策略

由于dq 坐標(biāo)系的d 軸是按電網(wǎng)電壓合成矢量定向，因此uq=0。則可將式（6）的TSMC 逆變級并網(wǎng)數(shù)學(xué)模型重寫為：

在dq 坐標(biāo)系下，TSMC 傳輸?shù)诫娋W(wǎng)的有功功率和無功功率[5]分別為：

基于TSMC 的直驅(qū)式風(fēng)電系統(tǒng)的集成控制框圖如圖6所示。

圖6 基于TSMC直驅(qū)式風(fēng)電系統(tǒng)控制框圖

TSMC 逆變級采用雙閉環(huán)控制[6]。外環(huán)為功率環(huán)，使并網(wǎng)的有功功率跟蹤給定的有功功率，并網(wǎng)的無功功率為零，外環(huán)輸出為電流內(nèi)環(huán)的給定值。內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，ed-Lωgiq和Lωgid為交叉耦合電壓補償項[7]，用來實現(xiàn)dq 軸電流的解耦控制，將電流內(nèi)環(huán)的輸出分別加上補償項，便得到dq 軸控制電壓分量，經(jīng)過坐標(biāo)變換形成逆變級的調(diào)制信號。由于并網(wǎng)的有功功率跟蹤可通過逆變級控制實現(xiàn)，因此整流級無需再進行閉環(huán)控制，使得系統(tǒng)的控制策略得到簡化[8]。

4 仿真結(jié)果

本文研究的基于TSMC 的直驅(qū)式永磁同步風(fēng)電系統(tǒng)是利用Matlab/Simulink 搭建的仿真模型。風(fēng)速給定為：在0～0.3s 為6.50m/s，0.3～0.6s 為6.10m/s，0.6～1.0s 為6.80m/s。圖7為逆變級并網(wǎng)電流和網(wǎng)側(cè)電壓，并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓相位差為零，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)輸入。圖8為有功功率給定以及并網(wǎng)的有功功率和無功功率，并網(wǎng)的有功功率能夠較好的跟蹤有功功率給定，無功功率近似為零，并且該系統(tǒng)具有良好的動態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能。

圖7 逆變級并網(wǎng)電流和網(wǎng)側(cè)電壓

圖8 有功給定以及并網(wǎng)的有功和無功功率

5 結(jié)束語

本文將TSMC 作為直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的功率變換器，通過研究TSMC 直驅(qū)式風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的集成控制策略，實現(xiàn)了并網(wǎng)功率的單位功率因數(shù)輸入。整流級無需再進行閉環(huán)控制，使得系統(tǒng)的控制策略得到簡化。仿真實驗表明直驅(qū)式風(fēng)電系統(tǒng)采用本文所研究的控制策略具有良好的動靜態(tài)性能。