基于射頻直采架構的微小型數字信道化接收機仿真

劉 法

(中國西南電子技術研究所，四川 成都 610036)

0 引 言

在國內機載通信、導航、識別(CNI)系統領域，現有飛機綜合CNI(ICNI)系統產品與傳統的三代機載CNI系統相比，體積、重量和功耗顯著下降，其系統架構已經具備了軟件無線電系統架構的雛形[1]。但是，受制于器件發展水平，在航電系統研制時多采用超外差架構，即設計在中頻段進行模/數(A/D)、數/模(D/A)轉換的射頻接收機。雖然該接收機可使A/D后端數字信號處理部分的數字信號處理能力和速度要求降低。但是，該接收機對射頻前端部分復雜度要求極高，導致機載CNI系統體積和成本居高不下，并且超外差架構的接收機導致功能波形軟件與前端電路緊耦合，致使新功能擴展困難。

近年來，隨著A/D、D/A轉換器采樣率已經由MHz提升至GHz[2]，其已經具備對寬帶信號的數字化能力。這使得原本基于超外差架構的大型CNI系統接收機可被基于射頻直采架構的微小型信道化接收機取代[3]。文獻[4]給出了基于多相濾波器的多信道無線數字接收機的設計，該接收機通過下變頻操作，以單個相同采樣速率實現多頻率信號的同時接收。文獻[5]闡述了帶通信號的直接采樣理論，重點分析了帶通信號的均勻采樣和非均勻采樣的數學分析。

以上文獻的接收機設計方式依然采用一次變頻架構設計，并沒有考慮基于天線前端寬開的射頻直采架構接收機設計需求。本文對基于射頻直采架構的微小型數字信道化接收機進行仿真設計分析。首先，針對基于偶型多相離散傅里葉變換濾波器組和奇型多相離散傅里葉變換2種結構進行原理闡述；其次，分別給出對應2種結構的信道化架構圖；最后，通過仿真進行理論分析驗證。

1 基于多相離散傅里葉變換的數字信道化架構分析

圖1 復信號的均勻信道劃分方式

基于PDFT結構，可構建基本數字信道化接收機架構如圖2所示。在圖2中，通過將寬帶信道均勻分為K個子信道覆蓋，然后通過變頻將每個頻帶上的高頻信號變到基帶上，最后設計統一的基帶低通濾波器完成濾波并進行抽取[3]。

圖2 基本數字信道化接收機架構

如圖2所示，設K=FD，D為每條子信道的數字信號抽取倍數，且F≥1，第k個信道的輸出為：

yk(m)=[x(n)e-jωkn]*hLP(n)|n=mD=

(1)

1.1 基于偶型排列的PDFT結構[6]

在基于射頻直采架構的微小型數字信道接收機中，寬帶信道被劃分成K個子信道。每條子信道的可抽取倍數為D。當K=D時，稱PDFT結構處于臨界抽取狀態，如圖3所示。

圖3 偶型排列且K=D的數字信道化接收機架構

在圖3中，設hLP(n)的階數為M，且M=LK，則有：

hLP(lK+p)

(2)

當K=FD時，稱PDFT結構處于非臨界抽取狀態。當基于射頻直采的微小型數字信道化接收機為非臨界抽取狀態時，可降低臨界抽取給信道化接收機的參數設計靈活性帶來的限制。在公式(2)中，令xp(m)=x(mD-p)，hp(m)=hLP(mK+p)，K=FD，可得：

yk(m)=

(3)

k=0,1,…,K-1

(4)

yk(m)=

(5)

根據公式(5)，可得在復信號接收模式下，基于偶型排列且K=FD的數字信道化接收機架構如圖4所示。

圖4 偶型排列且K=FD的數字信道化接收機架構

1.2 基于奇型排列的PDFT結構[6]

(6)

圖5 奇型排列且K=FD的數字信道化接收機架構

2 仿真分析驗證

本章節主要在臨界和非臨界條件下，對基于偶型排列PDFT結構的數字信道化接收機的寬帶信號接收進行仿真驗證。采用Matlab2016a的SIMULINK數據庫進行仿真。

2.1 偶型排列臨界抽取仿真

如圖6所示，采用偶型臨界抽取。發射信號為頻率fa=5 MHz的單頻復信號，采樣頻率fs=88 MHz。基于偶型PDFT結構數字信道化接收機的子信道路數K=8，由于采用臨界抽取K=D，故每條子信道的采樣數D=8。

圖6 偶型排列且K=D=8的數字信道化接收機架構

圖7 基于圖1的偶行排列均勻信道劃分方式

本文中所有的濾波器設計參數如圖8所示，其中通帶為5.5 MHz，阻帶為6.375 MHz[7]。

圖8 濾波器設計

由于發射信號為fa=5 MHz的單頻復信號，因此，其經過偶型PDFT結構后，落在第1個子信道空間，如圖9中第1個通道的scope所示。接收到信號周期為0.2×10-5s，即頻率為5 MHz。從而與發射信號互相驗證。此外，在圖9中，左上角的信號幅度為0.15(歸一化單位)，發射信號的幅度為1。那么，經過8路的信道化接收模式后，每路的幅度為0.125。跟圖9框內幅度符合。

圖9 子信道1中的接收信號

圖10表示數字信道化接收機第2路信號的輸出。通過幅度信息可以看出，相比于第1路中有效的接收信號，第2路中收到的信號(類似噪聲)幅度為該真實信號幅度的1/10。那么，當應用能量檢測等算法時，該噪聲的能量為真實信號能量的1/100。因此不會產生信號誤檢。

此外，在圖10和圖11中，時間起始階段會產生“暫態效應”或稱“兔耳效應”[8]。“兔耳效應”是信道濾波器的瞬變響應問題。當信道寬度較窄時，兔耳效應更為嚴重。這意味著在遠離真實信號載頻的信道內出現不希望的峰值脈沖響應，會造成編碼器設計的復雜。

圖10 信道2中的接收信號

圖11 信道2至信道8的時域輸出

在圖12中，當發射單音復信號的頻率為5.6 MHz時，該信號落到過渡帶(5.5～6.375 MHz，參見圖8)時，給出子信道1和子信道2的接收信號。其中，由于引入fa-fpass=1 kHz的干擾，基中fa為發射信號頻率，fpass為濾波器通帶帶寬。因此，圖13中兩幅子圖都受到了1 kHz的信號調制。此外，由于發射信號落到了過渡帶中，因此，該信號沒有被濾波器濾掉，這樣導致了子信道1中的接收信號(偽信號)的幅度相比于子信道2中接收到的信號幅度沒有大幅降低。

圖12 偶型排列且K=FD的數字信道化接收機架構

圖13 當fa=5.6 MHz時，子信道1和2中的接收信號

2.2 偶型排列非臨界抽取仿真

在圖12中，數字信道化接收機采用偶型非臨界抽取。其中，發射信號為頻率fa=15 MHz的單頻復信號，采樣頻率fs=88 MHz，信道路數K=8。由于采用非臨界抽取，設每條子信道的采樣數D=4，根據K=FD，可得F=2。

圖14 公式(5)中的參數設置

圖16給出了子信道1到子信道8中8路接收通道中信號接收情況。可以看出，根據公式(5)，可得發射端信號應該落在第2個接收通道內。通過圖16的仿真結果可以看出，只有在子信道2中可接收到信號，與原理結果相呼應。

圖15 子信道2中的接收信號

圖16 子信道1至子信道8的時域輸出

3 結束語

基于射頻直采架構的微小型數字化信道化接收機帶來的是數字信號處理能力的大幅提升。本文給出在臨界和非臨界抽取2種情況下，基于偶型PDFT結構的數字信道化接收機仿真驗證。本文的仿真驗證可有效地證明基于軟件無線電設計思想，即將射頻信號的數字化處理盡量前移，盡可能地降低模擬電路的復雜度，發揮數字信號處理的能力。通過本文的仿真驗證，可有效地支撐基于射頻直采架構的微小型接收機的寬開設計，為實現機載CNI系統的小型化和輕型化提供有效支撐。