輪轂電機(jī)全速度范圍無位置傳感器控制研究

趙其進(jìn)， 廖自力， 張運(yùn)銀， 蔡立春

(陸軍裝甲兵學(xué)院 兵器與控制系, 北京 100072)

0 引言

集電驅(qū)動、電磁武器、電磁防護(hù)于一體的全電化裝甲車輛，是當(dāng)前軍事技術(shù)變革的重要發(fā)展方向[1]。作為全電化裝甲車輛的核心部分，電驅(qū)動系統(tǒng)替代了傳統(tǒng)車輛中復(fù)雜的機(jī)械傳動結(jié)構(gòu)，將動力通過電機(jī)直接傳遞給車輪或履帶，具有控制性能好、效率高、維護(hù)簡便等優(yōu)點。相比于其他電機(jī)，永磁同步電機(jī)(PMSM)具有功率密度高、控制性能好等優(yōu)越性能，成為車輛輪轂電機(jī)的絕佳選擇[2]。為實現(xiàn)電機(jī)的高性能控制，必須保證電流矢量和轉(zhuǎn)子位置實現(xiàn)同步，因此需要實時獲取轉(zhuǎn)子的精確位置，目前廣泛采用位置傳感器來獲取位置信號，但對永磁同步電機(jī)而言，位置傳感器已經(jīng)成為驅(qū)動系統(tǒng)的主要故障發(fā)生源[3]，而且由于裝甲車輛所處的惡劣環(huán)境及復(fù)雜的運(yùn)行工況，對電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)的可靠性帶來更加嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)：1)顛簸、高溫、潮濕、電磁干擾等環(huán)境更容易使位置傳感器發(fā)生故障；2)裝甲車輛一般需要多個電機(jī)協(xié)同驅(qū)動，任何一個傳感器發(fā)生故障都會影響整車的行駛性能；3)傳感器必須保證安裝精度，且需要額外布線和設(shè)置聯(lián)接端口，安裝不當(dāng)會對控制性能造成影響。

基于以上分析，研究適用于輪轂電機(jī)的無位置傳感器控制技術(shù)，對提高電驅(qū)動裝甲車輛可靠性、提升裝甲部隊?wèi)?zhàn)斗力具有重要作用。對于永磁同步電機(jī)，適用于中、高速范圍的無位置傳感器算法一般基于基波反電動勢[4]，包括滑膜觀測器(SMO)法、擴(kuò)展卡爾曼濾波(EKF)法、模型參考自適應(yīng)系統(tǒng)(MRAS)法等[5-8]，由于低速時反電動勢很小，此類方法不再適用；而適用于0、低速范圍的算法一般依賴于電機(jī)凸極性[9]，包括信號注入法、電感檢測法等[10-12]，但當(dāng)轉(zhuǎn)速較高時，高頻諧波隨之增加，對高頻信號的提取和處理變得困難。要實現(xiàn)全速度范圍內(nèi)較好的位置辨識效果，需要不同控制算法相結(jié)合，近些年國內(nèi)外學(xué)者做了大量研究工作：文獻(xiàn)[13]采用流頻比(IF)控制與滑模觀測器相結(jié)合的無位置傳感器控制策略，能夠滿足電機(jī)的控制需求，但電流開環(huán)的啟動方法會對啟動過程中的穩(wěn)定性產(chǎn)生影響；文獻(xiàn)[14]提出一種改進(jìn)的MRAS法，在不同速度段采用不同的比例積分(PI)調(diào)節(jié)參數(shù)，實現(xiàn)了電機(jī)在全速度范圍內(nèi)無傳感器控制，但實驗中采用的是小容量風(fēng)機(jī)電機(jī)，對于大容量、高扭矩電機(jī)，PI分段和參數(shù)整定變得復(fù)雜，并且不能有效保證低速時的辨識精度；文獻(xiàn)[15]和文獻(xiàn)[16]采用高頻脈振信號注入法結(jié)合MRAS法的控制思路，實現(xiàn)了兩種算法的復(fù)合控制，辨識精度較高，但兩種算法的結(jié)合增加了系統(tǒng)的復(fù)雜度，特別是高頻注入法需要帶通、低通等多個濾波器，給系統(tǒng)設(shè)計帶來困難。此外，兩種算法切換過程中涉及到轉(zhuǎn)速和位置角的切換，上述方法均需要在全速度范圍內(nèi)同時運(yùn)行兩種算法以保證切換時系統(tǒng)的穩(wěn)定性，在一定程度上過多占用了軟硬件資源。

為解決上述問題，本文對車輛輪轂電機(jī)控制系統(tǒng)無位置傳感器技術(shù)進(jìn)行研究，在最大轉(zhuǎn)矩電流比(MTPA)結(jié)合弱磁控制的基礎(chǔ)上，低速區(qū)采用脈振高頻注入法，并對算法進(jìn)行了簡化設(shè)計，省去了高頻信號提取中的帶通濾波器，降低了系統(tǒng)的復(fù)雜度；中高速區(qū)采用MRAS法；基于性能及簡便性考慮，采用變權(quán)重加權(quán)切換方法，并在傳統(tǒng)方法的基礎(chǔ)上改進(jìn)了算法切換過程中兩種算法工作區(qū)間的選擇。仿真和實驗表明電機(jī)能在全速度范圍內(nèi)可靠運(yùn)行。

1 基于轉(zhuǎn)矩閉環(huán)的電機(jī)控制系統(tǒng)

本文針對某型電傳動車輛凸極式永磁同步輪轂電機(jī)，為使車輛獲得更好的動態(tài)轉(zhuǎn)矩性能，采用轉(zhuǎn)矩閉環(huán)矢量控制模式，在低速區(qū)，為獲得最大的電流利用率，采用MTPA控制；當(dāng)電機(jī)速度上升到基速以上時，切換到弱磁控制，實現(xiàn)擴(kuò)速運(yùn)行。

1.1 MTPA控制策略

永磁同步電機(jī)轉(zhuǎn)矩方程為

(1)

式中：Te為電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩；pn為極對數(shù)；ψd、ψq分別為定子d、q軸磁鏈；id、iq分別為定子d、q軸電流。

根據(jù)MTPA控制思想，直軸電流id和交軸電流iq應(yīng)滿足如下關(guān)系：

(2)

式中：ψf為永磁體磁鏈；Ld、Lq分別為定子d、q軸電感。

根據(jù)(1)式和(2)式，可以計算得出給定轉(zhuǎn)矩下的id、iq，進(jìn)而生成電流查詢表，控制系統(tǒng)外環(huán)通過轉(zhuǎn)矩閉環(huán)PI調(diào)節(jié)得到定子電流控制量，然后經(jīng)查表得到id和iq控制分量，再通過電流閉環(huán)PI調(diào)節(jié)，得到控制電機(jī)所需要的電壓值。

1.2 弱磁控制策略

隨著轉(zhuǎn)速升高，控制系統(tǒng)給定電壓會達(dá)到逆變器輸出的電壓極限，此時若繼續(xù)升高轉(zhuǎn)速只有通過調(diào)節(jié)id、iq來實現(xiàn)，即通過增加直軸去磁電流實現(xiàn)弱磁擴(kuò)速[17]。

由于裝甲車輛輪轂電機(jī)特殊的工作需求，需要在起動時擁有短時過載能力，起動轉(zhuǎn)矩能夠達(dá)到額定轉(zhuǎn)矩的3倍甚至更高，同時電機(jī)最大功率需要限制在額定功率以內(nèi)。在滿足上述需求的基礎(chǔ)上，本文所采用的轉(zhuǎn)矩閉環(huán)控制策略為：電機(jī)啟動時運(yùn)行在MTPA模式，在電流極限圓限制下能獲得短時較大啟動扭矩；啟動后受功率限制繼續(xù)沿MTPA曲線運(yùn)行，此時轉(zhuǎn)矩減小、轉(zhuǎn)速升高；當(dāng)電機(jī)運(yùn)行達(dá)到電壓限制后，開始沿著恒轉(zhuǎn)矩軌跡或功率限制軌跡弱磁，此時id減小，電機(jī)轉(zhuǎn)速繼續(xù)升高，實現(xiàn)擴(kuò)速。電機(jī)電流運(yùn)行軌跡實際受到MTPA曲線、功率限制曲線和恒轉(zhuǎn)矩軌跡的限制，電流運(yùn)行軌跡如圖1所示。圖1中：Tmax為電機(jī)所能輸出的最大轉(zhuǎn)矩，T1、T2、T3分別為不同恒轉(zhuǎn)矩線對應(yīng)的轉(zhuǎn)矩值，Tmax>T1>T2>T3；A點為恒轉(zhuǎn)矩曲線與電流極限圓的交點，即電機(jī)運(yùn)行所能達(dá)到的最大轉(zhuǎn)矩點；B點為電機(jī)能夠開始弱磁運(yùn)行的起始點；C點為轉(zhuǎn)矩值為T2的恒轉(zhuǎn)矩線與MTPA曲線的交點；D點為轉(zhuǎn)矩值為T2的恒轉(zhuǎn)矩線與功率限制曲線的交點；E點為功率限制曲線與電流極限圓的交點；F點為電流極限圓與電壓極限橢圓的切點，即理論上能達(dá)到的最高轉(zhuǎn)速點。

2 無位置傳感器控制

2.1 簡化的脈振高頻注入算法設(shè)計

脈振高頻注入法的原理是首先在d軸給定電壓中注入1個單相高頻正弦波激勵，依靠電機(jī)的凸極效應(yīng)，在q軸電流中將相應(yīng)產(chǎn)生高頻信號，然后對此電流信號進(jìn)行提取與處理，最后通過位置觀測器辨識出轉(zhuǎn)子位置[11]。

首先，建立轉(zhuǎn)子估計同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系O，其與實際旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系Odq的關(guān)系如圖3所示。圖3中：Oαβ為兩相靜止坐標(biāo)系；θe為轉(zhuǎn)子實際位置角；e為轉(zhuǎn)子估計位置角；e為轉(zhuǎn)子估計誤差角。

在高頻激勵下，電機(jī)定子電阻可以忽略不計，高頻響應(yīng)電流和注入電壓的關(guān)系表示為

(3)

(4)

式中：uin為脈振電壓幅值；ωin為脈振電壓頻率。

在傳統(tǒng)的高頻脈振注入法中，高頻電流信號提取過程如圖4所示。圖4中：ia、ib、ic分別為電機(jī)定子的a、b、c相電流；d、q分別為、軸電流。

從圖4中可以看出，ia、ib、ic經(jīng)坐標(biāo)變換得到q，q再經(jīng)過帶通濾波器(BPF)、幅值調(diào)制和低通濾波器(LPF)，輸出的信號即為轉(zhuǎn)子位置跟蹤觀測器的輸入信號，其中，BPF的作用是提取軸高頻電流，即提取(4)式中的qin.

傳統(tǒng)的電流信號提取方法包含BPF和LPF兩個濾波器，由于結(jié)構(gòu)復(fù)雜，在電流信號處理過程中，會使電流控制器動態(tài)性能變差，并且給濾波器控制參數(shù)的整定帶來困難?；诖藛栴}，本文設(shè)計了一種簡化的信號處理方法。

注入高頻電壓后，永磁同步電機(jī)輸出的q軸電流信號主要包括3部分：基頻電流qb、高頻電流qin、脈寬調(diào)制(PWM)開關(guān)諧波電流qp，其中，qb近似為直流量，qin和qp為交流量。為了得到轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速和位置信息，需要先濾去與之無關(guān)的分量，即qb和qp，從而得到包含轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速信息的高頻電流。q軸電流信號3部分的電流表達(dá)式分別為

(5)

(6)

2.2 模型參考自適應(yīng)辨識算法

基于MRAS法的永磁同步電機(jī)位置辨識主要應(yīng)用在電機(jī)中、高轉(zhuǎn)速階段。其基本思想是將PMSM本體模型作為參考模型，將電流狀態(tài)方程模型作為可調(diào)模型，該模型中包含轉(zhuǎn)子位置信息，利用兩個模型之間的輸出差值構(gòu)建自適應(yīng)機(jī)構(gòu)，使可調(diào)模型跟隨參考模型的輸出，從而對電機(jī)位置進(jìn)行估計[15]。

以波波夫超穩(wěn)定理論為依據(jù)設(shè)計位置辨識自適應(yīng)律，可以得到位置辨識表達(dá)式為

(7)

2.3 基于變權(quán)重加權(quán)控制的切換算法設(shè)計及改進(jìn)

在電機(jī)實際運(yùn)行中，高頻注入法適用于0、低速位置估計階段，MRAS法適用于中、高速階段，如何應(yīng)用兩種算法實現(xiàn)低速到中高速切換區(qū)間的平滑過渡，是系統(tǒng)得以可靠運(yùn)行的關(guān)鍵，否則容易引起算法切換過程中位置獲取不準(zhǔn)確導(dǎo)致無法正?？刂齐姍C(jī)，進(jìn)而影響車輛行駛性能。為解決這一問題，本文構(gòu)造了變權(quán)重加權(quán)控制切換算法，以實現(xiàn)輪轂電機(jī)全速度范圍內(nèi)的復(fù)合控制，其原理如圖7所示。圖7中：ωl、ωu分別為轉(zhuǎn)速切換區(qū)間的下限和上限；α為加權(quán)因子。

由圖7可以看出：在0、低速區(qū)域采用簡化的脈振高頻注入法，中、高速區(qū)采用MRAS法，中間區(qū)域為兩種算法的組合，其表達(dá)式為

(8)

(9)

式中：ω1、ω2根據(jù)不同電機(jī)控制系統(tǒng)的性能參數(shù)確定其值大小。位置切換算法結(jié)構(gòu)如圖8所示。圖8中d、q分別為、軸電壓。

由于MRAS法基于電機(jī)模型，需要依靠其辨識出的轉(zhuǎn)子位置形成算法閉環(huán)，當(dāng)轉(zhuǎn)速位于過渡區(qū)時，電機(jī)控制系統(tǒng)采用加權(quán)后的轉(zhuǎn)子位置，不可避免地因加權(quán)因子的存在對MRAS法的辨識效果產(chǎn)生影響。但另一方面，過渡區(qū)脈振注入法同樣擁有不錯的辨識效果，兩種算法估計出的轉(zhuǎn)子位置差別不大，因此通過合理選擇切換區(qū)間能夠使MRAS法迅速收斂到穩(wěn)定值，保證切換過程中的辨識精度。文獻(xiàn)[15]和文獻(xiàn)[16]都采用上述基于變權(quán)重加權(quán)函數(shù)的復(fù)合控制策略并取得不錯的效果。但在實際應(yīng)用中，為了在轉(zhuǎn)速變化過程中實現(xiàn)可靠切換，需要使兩種辨識算法都在全速度范圍內(nèi)工作，不僅占用過多的軟硬件資源，而且在高速運(yùn)行時，如果一直注入高頻電壓信號，則會因高頻損耗對系統(tǒng)控制性能產(chǎn)生影響。但如果兩種算法僅在參與辨識時才開始工作，則算法辨識值無法快速收斂到實際值，勢必對切換時的辨識效果產(chǎn)生影響，嚴(yán)重時系統(tǒng)無法正?？刂?。

為解決上述問題，本文在原有切換方法基礎(chǔ)上提出一種改進(jìn)切換策略：在保證切換區(qū)間上限和下限不變前提下，縮小兩種算法工作區(qū)間，同時為算法收斂提供充足的裕量，并在每一種算法開始工作時將另一種算法實時辨識出的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置作為新工作算法的辨識初值，以使突然切換到工作狀態(tài)的算法能夠快速收斂到穩(wěn)定值。本文的電機(jī)控制系統(tǒng)設(shè)置兩種算法的切換區(qū)間下限為100 r/min，上限為200 r/min，在此基礎(chǔ)上額外設(shè)置轉(zhuǎn)速上升階段MRAS法開始工作時的轉(zhuǎn)速為50 r/min，設(shè)置脈振注入法開始工作時的轉(zhuǎn)速為300 r/min，改進(jìn)后算法切換系統(tǒng)在各個速度區(qū)間內(nèi)的工作情況如圖9所示。

圖9中，兩種算法的工作情況可以描述為：電機(jī)剛啟動時，脈振注入法便開始工作并將其辨識值作為系統(tǒng)最終估計值，轉(zhuǎn)速上升到50 r/min時MRAS法才開始工作，并以此時脈振注入法估計出的轉(zhuǎn)速和位置作為其辨識初值；當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到100 r/min時，MRAS法開始參與系統(tǒng)辨識并與脈振注入法結(jié)果取加權(quán)平均作為系統(tǒng)估計值；當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到200 r/min時脈振注入法停止工作，由MRAS法單獨辨識；當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速由高速逐漸降低并下降到300 r/min時，脈振注入法以此時MRAS法的辨識結(jié)果為初值開始工作；當(dāng)轉(zhuǎn)速下降到200 r/min時，脈振高頻注入法開始參與系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速和位置辨識；當(dāng)轉(zhuǎn)速繼續(xù)下降到100 r/min時MRAS法停止工作，系統(tǒng)由脈振注入法單獨辨識，電機(jī)反轉(zhuǎn)時同樣參考上述步驟。通過對切換過程的改進(jìn)，可以節(jié)省軟硬件的資源，并能夠使新工作的算法迅速收斂到穩(wěn)定狀態(tài)，最大限度地減小對復(fù)合控制算法辨識精度的影響。

3 模型建立及仿真實驗

3.1 無位置傳感器矢量控制系統(tǒng)建模

結(jié)合MTPA和弱磁控制算法，基于轉(zhuǎn)矩閉環(huán)控制的無位置傳感器矢量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖10所示。圖10中：α、β分別為定子α、β軸估計電流值；α、β分別為定子α、β軸估計電壓值。

由圖10可見，整個系統(tǒng)采用轉(zhuǎn)矩、電流雙閉環(huán)控制，在車輛行駛過程中，將油門開度作為輪轂電機(jī)轉(zhuǎn)矩給定值，通過閉環(huán)控制能實現(xiàn)良好的轉(zhuǎn)矩動態(tài)性能，滿足車輛起動、急加減速、變速行駛等復(fù)雜運(yùn)行狀態(tài)；基速以下采用MTPA控制模式，能提高電流利用率并使車輛獲得最大起動和加速性能，基速以上切換到弱磁控制模式，以滿足車輛的高速度行駛需求；在轉(zhuǎn)子位置辨識過程，采用基于脈振高頻注入法和MRAS法的復(fù)合控制模式，并對高頻注入位置辨識算法及切換過程進(jìn)行改進(jìn)，能在保證辨識精度和電機(jī)控制性能的同時節(jié)省軟硬件資源。

3.2 仿真實驗

本文以某電傳動裝甲車用輪轂電機(jī)作為研究對象，該電機(jī)為內(nèi)置式永磁同步電機(jī)，主要參數(shù)指標(biāo)如表1所示。由于本文研究對象為電機(jī)本體，表1中的轉(zhuǎn)動慣量為不考慮車體慣性時的慣量。

為了驗證改進(jìn)算法后電機(jī)位置辨識的效果及電機(jī)在全速度范圍內(nèi)運(yùn)行的可靠性，在MATLAB/Simulink仿真軟件中搭建模型并進(jìn)行仿真分析。

表1 某電傳動裝甲車輛輪轂電機(jī)主要參數(shù)指標(biāo)

首先驗證簡化后高頻脈振注入法的辨識性能。設(shè)置負(fù)載轉(zhuǎn)矩為50 N·m，給定轉(zhuǎn)矩開始時保持為200 N·m，0.2 s后切換到50 N·m，以保證電機(jī)在短時間內(nèi)能夠達(dá)到一定轉(zhuǎn)速并穩(wěn)定運(yùn)行。在以上條件下，分別觀察電機(jī)在傳統(tǒng)和簡化脈振注入法下的辨識效果。仿真結(jié)果如圖11所示。

由圖11可以看出：在傳統(tǒng)脈振注入法中，電機(jī)在給定轉(zhuǎn)矩作用下穩(wěn)定運(yùn)行在大約150 r/min，平穩(wěn)運(yùn)行時轉(zhuǎn)速估計誤差約為±6 r/min，轉(zhuǎn)子位置誤差約為±0.1 rad，算法辨識精度較高，保證了電機(jī)可靠運(yùn)行；簡化后的脈振高頻注入法雖然使得估計的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置的紋波有所增加，但其誤差仍然保持在較小范圍內(nèi)，與傳統(tǒng)的脈振高頻注入法基本一致。去掉位置誤差提取過程中的帶通濾波器后，估計算法仍然能具有良好的辨識性能，驗證了理論分析的結(jié)論。

為了對比驗證改進(jìn)后切換方法的有效性，對電機(jī)突然工作時兩種算法的收斂性進(jìn)行測試，設(shè)置負(fù)載轉(zhuǎn)矩為50 N·m，初始轉(zhuǎn)矩設(shè)置為200 N·m，0.5 s后變?yōu)?0 N·m，以保證電機(jī)能夠從低速上升到中速區(qū)間。首先全過程采用脈振高頻注入法，當(dāng)轉(zhuǎn)速上升到100 r/min時，MRAS法開始工作，觀察其轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置辨識的收斂性。仿真波形如圖12所示。由圖12可以看出：當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速上升到100 r/min時，MRAS算法從初始轉(zhuǎn)速和位置為0時開始啟動，開始時轉(zhuǎn)速及位置辨識均出現(xiàn)了較大的誤差，經(jīng)過大約0.1 s后能夠收斂到實際值附近。

全過程采用MRAS法進(jìn)行辨識及控制，當(dāng)轉(zhuǎn)速上升到200 r/min時，脈振高頻注入法開始工作，觀察其轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置辨識的收斂性。仿真波形如圖13所示。由圖13可以看出：脈振注入法開始工作時辨識誤差同樣很大，并且轉(zhuǎn)子估計位置經(jīng)過大約0.4 s逐漸收斂到實際位置。因此通過上述切換方法無法保證切換區(qū)間內(nèi)電機(jī)的正常運(yùn)行。

為了驗證改進(jìn)后的切換方法在全速度范圍內(nèi)的辨識性能，設(shè)置如上所述50 r/min和300 r/min的切換裕量區(qū)間，在較寬調(diào)速區(qū)間內(nèi)對整體系統(tǒng)進(jìn)行仿真分析。設(shè)置負(fù)載轉(zhuǎn)矩為300 N·m，給定轉(zhuǎn)矩按照700 N·m→100 N·m→-200 N·m→-300 N·m→100 N·m給定，觀察電機(jī)在運(yùn)行區(qū)間內(nèi)的辨識效果。仿真波形如圖14所示。

由圖14(a)和圖14(b)可以看出：當(dāng)給定轉(zhuǎn)矩在正、負(fù)范圍內(nèi)突變的過程中，實際轉(zhuǎn)矩能夠很好地跟隨指令轉(zhuǎn)矩，電機(jī)實現(xiàn)了在MTPA和弱磁控制間的平滑切換，電流脈動維持在較小范圍內(nèi)；由圖14(c)和圖14(d)可以看出：全速度范圍內(nèi)實際轉(zhuǎn)速運(yùn)行平穩(wěn)，轉(zhuǎn)速估計誤差較小，僅在啟動時和正、反轉(zhuǎn)切換過0點時出現(xiàn)一定的波動，最大轉(zhuǎn)速誤差大約為20 r/min；由圖14(e)和圖14(f)可以看出：轉(zhuǎn)子位置在切換過程中保證了較高的精度，全速度范圍內(nèi)位置誤差基本保證在0.1 rad以內(nèi)，保證了電機(jī)的可靠控制。圖14驗證了所提出的改進(jìn)切換方法能夠在全速度范圍內(nèi)準(zhǔn)確辨識出轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速，且保證了算法切換過程中的平滑過渡。

4 試驗驗證

由于條件限制，無法進(jìn)行輪轂電機(jī)實車驗證，在一臺小功率IPMSM上開展試驗，實驗用電機(jī)與仿真電機(jī)都為凸極式永磁同步電機(jī)，結(jié)構(gòu)相似且控制原理相同，以驗證所設(shè)計無位置傳感器算法及改進(jìn)方法的有效性。所用電機(jī)額定功率為400 W；額定電壓為90 V；額定電流為2.8 A；交、直軸電感分別為200.23 mH、38.54 mH；額定轉(zhuǎn)速為3 000 r/min；極對數(shù)為4；控制芯片采用美國TI公司的DSP28335. 試驗控制系統(tǒng)如圖15所示。

試驗用電機(jī)安裝有增量式編碼器，對電機(jī)轉(zhuǎn)速和位置進(jìn)行實時采集，但其不參與控制，僅與估計值進(jìn)行對比，驗證算法有效性。試驗中，電機(jī)以id=0模式啟動，隨后轉(zhuǎn)入MTPA控制，在低速采用簡化的脈振高頻注入法，中、高速采用MARS法獲取轉(zhuǎn)子位置，且設(shè)置算法切換區(qū)域為100～200 r/min. 分別在低速、高速、速度切換及負(fù)載變化過程中，觀察電機(jī)控制效果并比較轉(zhuǎn)子位置的辨識精度和電機(jī)控制性能，同時將改進(jìn)的切換方法與常規(guī)方法進(jìn)行對比。試驗波形如圖16～圖21所示，圖中Δθe為位置估計誤差，n為實際轉(zhuǎn)速，為估計轉(zhuǎn)速。

由圖16和圖17可以看出：電機(jī)在低速和高速運(yùn)行時，轉(zhuǎn)子位置觀測值均能有效地跟隨實際值，低速時位置最大誤差為±10°左右，高速時最大誤差為±6°左右，電機(jī)運(yùn)行平穩(wěn)，驗證了本文所設(shè)計脈振高頻注入法和MRAS法兩種位置辨識算法的有效性。

圖18為電機(jī)轉(zhuǎn)速由0 r/min上升到1 000 r/min時的實驗波形，圖19為電機(jī)給定轉(zhuǎn)速按照0→100 r/min→600 r/min→1 800 r/min變化時的試驗波形，圖20為電機(jī)由正轉(zhuǎn)300 r/min到反轉(zhuǎn)300 r/min時的試驗波形。由圖18～圖20可以看出：電機(jī)在啟動加速、轉(zhuǎn)速突變以及正反轉(zhuǎn)速度變化過程中實現(xiàn)了良好的控制，僅在剛啟動時和轉(zhuǎn)速過零點時位置誤差稍大，最大誤差約為±16°；電機(jī)在低、中速算法切換區(qū)間內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)平滑過渡，轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置沒有出現(xiàn)脈動。

圖21給出了電機(jī)在穩(wěn)定運(yùn)行中突加1.27 N·m額定負(fù)載時的試驗波形。從圖21中可以看出：電機(jī)在突加負(fù)載后，能夠迅速恢復(fù)到穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)，過程中轉(zhuǎn)子位置辨識準(zhǔn)確，基本沒有較大的脈動，保證了電機(jī)的可靠運(yùn)行。

5 結(jié)論

本文研究了電傳動車用輪轂電機(jī)無位置傳感器控制策略，采用簡化的脈振高頻注入法、MRAS法以及改進(jìn)的加權(quán)函數(shù)切換法，實現(xiàn)了電機(jī)全速度范圍內(nèi)無位置傳感器條件下的可靠運(yùn)行，同時通過一臺小功率IPMSM進(jìn)行了試驗驗證，為電傳動裝甲車輛可靠運(yùn)行提供了可行的方案。得出主要結(jié)論如下：

1) 輪轂電機(jī)在給定轉(zhuǎn)矩突變、轉(zhuǎn)速變化及全速度范圍運(yùn)行過程中能夠穩(wěn)定運(yùn)行，可以滿足裝甲車輛在不同工況下的行駛需求。

2) 低速采用簡化的脈振高頻注入法，省去了傳統(tǒng)算法中的帶通濾波器，簡化了控制模型，同樣能獲得較好的辨識效果。

3) 低速和中、高速速度切換過程中，改進(jìn)了傳統(tǒng)方法中兩種算法在全速度范圍內(nèi)工作的模式，在保證辨識精度和電機(jī)控制性能的同時，能夠縮小算法工作區(qū)間，進(jìn)而節(jié)省軟、硬件資源。