基于霍爾電流傳感器的讀出電路設計*

劉章旺， 魏榕山

(福州大學 物理與信息工程學院，福建 福州 350116)

0 引 言

傳統的電流檢測裝置，由于測量精度低，體積大等原因，不利于集成，也無法在復雜條件下工作[1]。而霍爾電流傳感器憑借其高精度、高可靠性、小體積且易于集成等優勢已經成為研究熱點，其產品被廣泛應用在汽車電子、工業控制、航天和軍用等領域[2]。但霍爾電流傳感器對于頻率很高信號，普通的傳感器無法進行檢測，帶寬限制了霍爾電流傳感器在高頻上的應用。探索提高霍爾電流傳感器工作帶寬的方法成為近些年研究熱點中的熱點[3]。

霍爾電流傳感器輸出信號非常微弱，并混雜有干擾信號。同時，在這個微弱的信號上通常疊加一個比該信號大幾個量級的共模電壓[4]，因此，需要集成化的讀出電路來處理這個微弱的信號。高精度的儀表放大器就是一個很好的選擇，相較于傳統的放大器，高精度儀表放大器呈現出低噪聲、低失調電壓、高共模抑制比等特點。

本文基于傳統的單通道帶斬波儀表放大器結構[5]，增加一條高頻通道形成雙通道架構來增大整體系統的帶寬，并采用旋轉電流技術和斬波技術[6]，實現對霍爾盤和運放失調電壓及1/f噪聲的消除。為了有效地抑制輸出紋波幅度，引入紋波消除環路 (ripple reduction loop,RRL)來減小該紋波。本文提出的霍爾電流傳感器的讀出電路可以有效消除電路失調電壓和1/f噪聲的同時還能獲得比較大的系統帶寬。

1 電路設計與分析

1.1 傳統的單通道帶斬波儀表放大器

傳統的單通道帶斬波儀表放大器結構中霍爾盤的輸出信號首先經過第一個斬波器(斬波器的時鐘控制頻率為fch)的調制，轉換為一個頻率為fch方波信號。被調制的信號和運放的低頻失調電壓共同被放大A倍。之后被第二個斬波器解調到原頻率處，而運放的失調電壓則被調制到fch處，并被最后一級的低通濾波器(low pass filter,LPF)濾除。斬波技術同樣也能消除低頻1/f噪聲，但是要求斬波頻率fch要高于1/f噪聲的轉角頻率。

為了保證輸入的霍爾信號不受低通濾波器的影響，輸入信號頻率需小于低通濾波器的-3 dB帶寬；而為了完全濾除電路失調電壓和1/f噪聲，斬波頻率必須大于低通濾波器的-3 dB帶寬。因此,傳統的單通道帶斬波儀表放大器結構的信號帶寬受低通濾波器-3 dB帶寬的限制。

1.2 系統級結構電路設計

本文提出的霍爾電流傳感器的讀出電路系統結構如圖1所示。該結構由兩條信號通道組成，一條采用旋轉霍爾傳感器的低頻(low frequency,LF)通路，另一條采用非旋轉霍爾傳感器的高頻(high frequency,HF)通路。為了保證兩條通路的增益有很好的匹配性，兩條通路均采用相同的霍爾盤和運放結構。第一級運放采用電容耦合型儀表放大器(capacitive coupled instrument amplifier,CCIA)，具有100倍的閉環增益;第二級運放采用閉環增益為20倍的反向放大器。然而，只有低頻通路采用旋轉電流技術和斬波技術。兩條通路具有相同的帶寬，所以,2倍閉環增益的輸出級可以將高頻通路和低頻通路平滑地結合起來。

圖1 霍爾電流傳感器的讀出電路系統結構

低頻通路產生的紋波出現在A2的輸出端，該紋波被紋波消除環路RRL感知并通過補償電流注入到A2的虛地端而抑制。殘余紋波進一步被輸出級的一階低通濾波器消除。本文為了確保低頻通路因紋波消除環路而產生的陷波能夠被高頻通路“填補”，且綜合芯片面積因素，低頻和高頻通路交叉頻率fcross設置為2 kHz，其由輸出級的時間常數R0C0決定的，該頻率必須遠小于旋轉頻率。為了保證兩條通路具有平滑的頻率曲線，R3C3和R0C0必須有很好的匹配性。低頻通路和高頻通路的波特曲線如圖2所示。

圖2 低頻通路和高頻通路波特曲線

1.3 旋轉電流技術

霍爾盤通常采用N阱工藝制成，包含4個端口，可以將其等效為一個惠斯通電橋。由于霍爾盤摻雜濃度的不均勻性以及N阱深度的不同，都會使霍爾傳感器產生很嚴重的失調電壓，且霍爾傳感器產生的霍爾信號在經過儀表放大器放大時，也會疊加一些放大器的失調和噪聲。因此，必須采取相關技術來消除霍爾傳感器的失調和噪聲。旋轉電流技術是通過改變霍爾元件控制端與輸出端的位置來改變霍爾電壓VHall和失調電壓Voffset的極性。如圖3所示，通過周期性的循環，霍爾電壓被調制到旋轉頻率fspin處，而失調電壓仍保持在原頻率上，那么霍爾元件輸出端電壓表現為直流的失調電壓和交流的霍爾電壓之和。通過后續的斬波器濾器即可把霍爾電壓解調為直流信號，而將失調電壓調制為交流信號，利用低通濾波器或者紋波消除環路RRL可消除該交流失調電壓。

圖3 旋轉電流技術

當偏置電流從左向右流動時，霍爾元件輸出端電壓為

Vph1=VHall+Voffset

(1)

當偏置電流旋轉90°，從上向下流動時，霍爾元件輸出端電壓為

Vph2=-VHall+Voffset

(2)

經旋轉電流電路處理后的霍爾電壓被調制成AC信號，而失調電壓保持在DC狀態，所以,大部分的失調電壓被輸入電容Cin抑制。

1.4 RRL

由于霍爾盤N阱的不匹配性，導致霍爾傳感器的失調信號不是一個常量，且在每個相位的值都不同。經過旋轉電流技術后的失調信號變成一個AC變量，并能通過電容Cin而被放大。經過解調后，這個失調信號與運放的失調電壓以方波的形式一起出現在第二級A2的輸出端。本文采用的紋波消除環路RRL原理如圖4所示。

圖4 紋波消除環路RRL原理

通過感應電阻器RS，第二級A2輸出端的電壓紋波被轉化成電流紋波，同時，該電流紋波被斬波器CH3解調并通過積分器存儲在電容Cint上。最后通過電阻器RC被轉化成補償電流注入到A2的虛地端。為了簡化分析，把斬波器CH1，CH2和CH3等效為一個CHeff，可以將紋波消除環路RRL看成一個直流伺服環路，有利于電路分析。假設A2是一個理想的運放，那么A2輸出端電壓VOL可以表示為

VOL=(I1-I2)R2

(3)

在反饋環路，從VOL到VC的傳輸函數可以表示為

(4)

式(3)可以重新寫成

(5)

因此，從Vin到VOL的傳輸函數H(s)為

(6)

式(6)符合經典的反饋理論公式，可以知道紋波消除環路的閉環增益Aβ為

(7)

所以,高通角頻率f0的計算公式為

f0|Aβ=1=R2/(2πCintRSRC)

(8)

最后得到直流傳輸函數為

H(0)=RC/(A0·R1)

(9)

可知等效斬波器CHeff的作用是在斬波頻率處把高通濾波器轉化成一個陷波濾波器。在本文設計中，R1=50 kΩ，R2=1 MΩ，RS=10 MΩ，Cint=20 pF，RC=2.5 MΩ和A0=100 dB，理論上紋波抑制比可以達到66 dB，陷波寬度2f0=640 Hz。

2 結果與分析

基于SMIC 0.18 μm CMOS工藝，利用Cadence工具對本文設計的霍爾電流傳感器的讀出電路進行仿真驗證。電路整體電源電壓為3.3 V，靜態電流為7.5 mA(包括前端霍爾盤消耗的電流)。整體電路交流特性仿真結果如圖5(a)所示，-3 dB帶寬高達675 kHz，符合理論分析。

圖5(b)所示為整體電路的共模抑制比(common-mode rejection ratio,CMRR)仿真，為了得到更切合實際的仿真結果，本文通過Cadence軟件中的蒙特卡洛仿真來獲取更準確的數據，仿真樣本數為200，圖5(b)為共模抑制比CMRR最小的情況。可以看出低頻時CMRR的最小值為-120 dB，在1 kHz處仍然有-105 dB，符合高共模抑制比要求。

圖5(d)所示為RRL紋波幅度瞬態仿真結果。未帶紋波消除環路RRL時，紋波大約為42.04 mV；帶紋波消除環路RRL時，紋波減小至22.09 μV；所以紋波抑制比高達65.6 dB，符合理論分析結果。

圖5 仿真結果

3 結束語

本文提出一種應用于霍爾電流傳感器的高精度、低噪聲的讀出電路，整體設計的仿真結果達到了高精度霍爾電流傳感器的讀出電路要求。