基于自適應并聯電感同步開關控制的壓電能量俘獲電路設計*

周 興,葉益迭,夏樺康,施 閣

(寧波大學信息科學與工程學院,浙江 寧波 315211)

隨著無線傳感網絡的發展[1-2],采用干電池供電的無線傳感網絡節點存在體積大、續航時間受限、特定環境下電池更換困難、以及電池處理不當易造成環境污染等問題[3-4]。近年來,環境能量俘獲作為一種有望解決無線傳感網絡節點終身供電問題的潛在技術,已經引起了人們的廣泛關注[5-8]。振動能量在環境中分布范圍廣,能量密度高,因此可以通過俘獲環境中的振動能量來為無線傳感網絡節點供電[4]。與其他振動能量收集裝置相比,壓電式裝置具有結構簡單、能量轉換效率高、無電磁干擾、易于微型化等優點,因此被廣泛應用在環境振動能量俘獲系統中[5-6]。

圖1為壓電振動能量俘獲系統的典型架構。壓電振動能量轉換裝置將環境振動能轉換為交流電能,整流器將交流電轉換為直流電。第3級中的電壓變換模塊用于調節直流電壓,提高電壓品質,以滿足負載需求。壓電振動能量俘獲系統的效率主要取決于整流器及電壓變換的效率。因此,提高整流器的工作效率對于壓電振動能量俘獲系統而言至關重要。

圖1 壓電振動能量俘獲系統框圖

文獻[9]對傳統全橋整流電路、同步開關電路(SSHI)與并聯電感同步開關電路(P-SSHI)進行了對比分析,發現采用P-SSHI電路比其他兩種電路的能量俘獲效率高。文獻[10]對同步電荷提取(SCE)技術和P-SSHI電路的輸出功率進行比較,發現P-SSHI電路的平均輸出功率是SCE電路的1.6倍。相比其他幾種壓電能量俘獲電路,P-SSHI電路結構簡單易于實現,且能量提取效率高,因此已經成為壓電能量俘獲的主流技術。

曹軍義等[11]設計了一種由比較器、單片機、電流監控器和雙向電子開關實現的P-SSHI電路并進行了實驗驗證。但是,該電路采用傳統的全橋整流結構,因此整流效率較低。同時,電路中同步開關的閉合持續時間需要根據壓電電容與并聯電感等先驗知識計算得到。一旦電路參數改變,該電路同步開關的閉合持續時間必須重新手動調整,否則將導致L-C振蕩無法及時終止,造成P-SSHI電路性能下降。張淼等[12]設計了一種自供電式P-SSHI壓電能量俘獲電路,該電路同步開關閉合持續時間同樣根據L-C振蕩周期計算得到,并采用兩路二階R-C移相電路進行邏輯操作予以實現。一旦電路參數改變,仍然需要重新手動調整移相角度以實現同步開關的精準控制。以上研究中同步開關的閉合持續時間都是固定的,無法根據系統參數進行自適應控制,因而存在較大的局限性。

針對以上問題,本文提出了一種將超低壓降有源整流與自適應P-SSHI結構相結合的高效壓電能量俘獲電路。其中,自適應P-SSHI結構采用零電流檢測方法實現同步開關的精準閉合與斷開,從而對L-C振蕩時間進行自適應控制。在理論分析與電路仿真的基礎上,搭建了完整的實驗平臺,驗證了所提技術的可行性。

1 壓電振動能量俘獲電路的基本原理

圖2是壓電振動能量俘獲的經典電路。虛線框內是壓電振動能量轉換裝置的等效電學模型[13],由等效電流源iP、壓電電容CP與寄生電阻RP并聯而成。圖2中CL為濾波電容,RL為整流電路的負載。

圖2 傳統壓電能量俘獲電路原理圖

假設正弦電流源為iP(t)=IPsin(ωt),其中IP是電流幅值,ω是振動角頻率。整流橋上的4個二極管的壓降均為VD,則傳統全橋整流電路輸出電流的平均值是

(1)

式中:VOUT是一段時間后濾波電容CL上的穩態電壓。

傳統壓電能量俘獲電路存在以下缺點:①壓電電流iP(t)的每一個周期內(其電流波形如圖5所示),壓電振動能量轉換裝置的壓電電容CP上的電壓從0V逐漸升高到一個最大值,在電流反向的時候首先需要中和掉CP上原有的電荷,才能使得CP上的電壓反向并且從0V開始上升。在此期間,浪費掉一部分能量,造成電路的能量俘獲能力差。②圖2 中的全橋整流電路的二極管采用的是普通二極管。一方面,較高的普通二極管導通壓降使得此整流電路的閾值電壓較高,整流電路的導通角小,直接影響了從壓電振動能量轉換裝置中提取電能的范圍,導致電路的功率提取能力差;另一方面,普通的二極管較高的正向導通壓降會使此電路的自身功耗較大。

針對傳統壓電能量俘獲電路能量俘獲能力低的問題,有研究人員提出了具有并聯電感同步開關控制的壓電能量俘獲電路,如圖3所示。

圖3 P-SSHI壓電能量俘獲電路原理圖

P-SSHI電路就是在壓電振動收集裝置和整流電路之間并聯一個用開關SW控制的電感L。當電流iP(t)經過零點時,同步開關SW閉合并觸發L-C振蕩,并在電容CP上的電壓反向后及時關斷SW。電容CP上的電荷不會因電流反向而被中和,從而提高能量俘獲效率。

在理想情況下,P-SSHI電路中同步開關閉合持續時間t為L-C諧振周期T的一半,即t=T/2。其中,

(2)

式中:R為L-C諧振回路中的等效電阻。

而在實際情況下,同步開關的控制會出現一定的延時或者提前,而且不同應用環境下,電路中電感L,壓電電容CP,L-C振蕩回路中的等效電阻R的參數會發生變化。因此,P-SSHI實際電路中的同步開關閉合持續時間t與T/2存在時間差Δt。即

t=T/2+Δt

(3)

因而P-SSHI能量俘獲電路正弦半波電流的平均值可表示為

(4)

式中:ωn為L-C諧振回路的振蕩的角頻率。

由式(1)和式(4)可知,與傳統全橋整流電路相比,P-SSHI壓電能量俘獲電路可以將能量提高η倍:

(5)

在P-SSHI電路中,若同步開關閉合持續時間無法準確跟隨L-C振蕩半周期,會使Δt增大,從而造成式(4)中〈io(t)〉和式(5)中η減小,即電路的能量俘獲效率降低。由此可見,精準的開關控制可以有效提高壓電能量俘獲效率。

此外,根據式(4)和式(5),二極管導通壓降VD也是影響壓電能量俘獲效率的一個主要因素。降低VD也可有效提高電路的能量俘獲效率。

2 具有自適應P-SSHI控制的有源整流電路

基于以上分析,本文提出了一種將超低壓降有源整流與自適應P-SSHI結構相結合的高效壓電能量俘獲電路,如圖4所示。有源整流電路中,上半橋采用交叉耦合的PMOS管結構,而下半橋采用比較器和NMOS管構成的有源整流二極管結構,以降低整流管的導通壓降VD。其中,比較器CMP1(CMP2)除了控制MN1(MN2)的導通和截止,還為整流電路提供零電流檢測信號,控制同步開關的閉合,省卻了額外的檢測電路。此外,所提電路通過L-C諧振回路中的零電流檢測信號控制同步開關斷開,而非采用傳統的固定延時控制[11,12],能更好地跟隨T/2,減小時間差Δt,實現電路的實時檢測和自適應同步開關控制。

圖4 具有自適應P-SSHI控制的有源整流電路

2.1 同步開關控制

P-SSHI電路同步開關控制的難點在于檢測壓電元件的最大位移時刻和L-C振蕩結束時刻。一般通過檢測壓電電壓VP(t)的峰值點或者壓電電流iP(t)的零電流點來判斷壓電元件的最大位移。本文所提電路通過檢測圖4中比較器CMP1和CMP2的輸出信號來判斷iP(t)的零點,以此檢測壓電元件的最大位移時刻:CMP1與CMP2的信號下降沿都為iP(t)的零點,此時,D觸發器被觸發,Q′為低電平,開關SW閉合,從而形成L-C振蕩回路(本設計中開關SW采用兩個背靠背的PMOS管實現,如圖4點線框內所示)。通過檢測兩個背靠背的PMOS管的壓降來判斷電感L中的電流是否為零,以此來判斷L-C振蕩是否結束:若電感L中有電流,兩個PMOS管端有壓降,則L-C回路處于振蕩中;若電感L中無電流,兩個PMOS管端無壓降,則L-C振蕩結束。一旦L-C振蕩結束,D觸發器復位,Q′為高電平,兩個PMOS管都截止,即斷開開關SW,這時L-C振蕩回路斷開。本文所設計的電路采用有源整流模塊和零電流檢測模塊相結合,使得檢測和控制電路簡單化。電路中開關閉合和斷開的時間由整流電路中的零電流檢測和L-C振蕩回路中的零電流檢測決定,開關導通時間可根據電路參數自適應改變,保證了壓電能量俘獲的高效率。

2.2 電路的工作原理

本文所提電路的理論工作波形如圖5所示,其中iP(t)表示的等效電流源,VAB表示的是壓電片的輸出端的電壓,VC表示的是開關控制信號的波形。

圖5 電路的壓電片輸出端信號和開關控制信號的波形圖

為更好地描述具有自適應P-SSHI控制的有源整流電路的工作原理,圖6給出了穩態情況下等效電流源iP(t)正半周期時,電路的3種不同狀態。此時,VA

圖6 電路在等效電流源iP(t)為正半周期 時候的3種工作狀態

狀態1在狀態1期間,00,NMOS管MN2也截止,因此沒有電流流過MP1和MN2。iP(t)僅僅對壓電電容CP進行充電。

狀態2隨著iP(t)不斷流入壓電電容CP,導致VBA增加,當VBA≥|VTHP|時,MP1導通。由于節點B與輸出節點VOUT短路,所以VBA的增加導致了VA的減少。當VA≤0時,比較器CMP2的將輸出高電平,使得MN2導通,使電路進入狀態2。在狀態2中,MP1和MN2都導通,因此電路形成輸出回路。由于濾波電容CL的值大于壓電電容CP,iP(t)將主要流入CL。

當等效電流源iP(t)的幅度隨時間逐漸減小至零時,正半周結束。

狀態3在iP(t)反向的時刻(即等效電流源iP(t)在零點的時刻),電路進入狀態3。壓電電容CP上充滿了電,此時同步開關閉合,并聯電感L和壓電電容CP形成L-C振蕩回路,將電容上的電壓在這一時刻進行反向,待L-C振蕩結束后,CP上的電壓完成反向,同步開關及時斷開。至此,狀態3結束。

等效電流源iP(t)繼續減小,當電流源為負半周期時,VA>VB時,PMOS管MP 1截止,比較器CMP2輸出低電平,NMOS管MN2也截止。同理,整流電路可以被劃分為與輸入信號正半周期對應的3種操作狀態。

3 實驗驗證

為了驗證所提壓電能量俘獲電路的功能與性能,本文在理論分析與電路仿真的基礎上,進行了實驗測試,實驗平臺如圖7所示。

圖7 具有P-SSHI結構的壓電能量俘獲電路的實驗平臺

實驗采用一個壓電懸臂梁作為壓電能量轉換裝置,其壓電片材質為壓電陶瓷片,型號為PZT-5A,尺寸為60 mm×31 mm,基板尺寸為80 mm×33 mm×0.6 mm。采用RIGOL DG1022U信號發生器生成激勵信號,經LA-800線性功率放大器放大后驅動VT-500電磁激振器,作為壓電片的振動源。本文所提電路采用分立元件予以實現,其主要元器件型號及參數如表1所示。

圖8所示為連接本文所提電路的壓電片兩個輸出端之間的壓差波形。圖9所示為同步開關控制信號(上)與壓電片一端電壓的波形(下)對應圖。在壓電片輸出一端的上升沿和下降沿開關控制信號都會產生一個瞬間的低電平,并且緊緊跟隨。實驗中開關是用兩個背靠背的PMOS管實現,當控制信號為低電平時,開關閉合,L-C諧振開始。一旦L-C諧振結束,電感中無電流,同步開關馬上斷開。本文提出的電路中整個L-C諧振過程開關的通斷時間由檢測電路得到,可根據電路參數進行自適應。

表1 電路中主要器件的型號及參數

圖8 壓電片輸出端之間的電壓差波形

圖9 自適應P-SSHI開關控制結構下產生的波形

本文采用控制變量法來驗證所提出電路的開關控制的自適應性。在僅改變電感L或者僅改變壓電電容CP的條件下,開關閉合持續時間(圖4中的開關控制端C點的輸出波形中一個周期內低電平的持續時間)如圖10及圖11所示。其中,圖11中的數據由于實驗條件的限制,無法實測5片壓電電容值差異明顯的壓電片,因此,通過在壓電片輸出端并聯無極性電容來模擬具有不同壓電電容的壓電片。由于在圖8中的上升沿和下降沿時刻,P-SSHI的控制開關導通性能不同,導致L-C諧振回路的電阻參數有差異,諧振時間不一致,因此,開關閉合持續時間的仿真值和實際測量值均有兩組數據,也進一步體現了開關控制的自適應性。圖中的理論值根據式(2)估算得到。而“仿真值1”和“實際測量值1”代表圖8中的波形從負電平翻轉到正電平的時候開關閉合的持續時間。(其中圖8中的波形圖為圖4中B點減去A點所得的電壓差。)而“仿真值2”和“實際測量值2”則表示圖8中的波形從正電平翻轉到負電平的時候開關閉合的持續時間。

圖10 不同的電感對開關閉合持續時間的影響

圖11 不同的壓電電容對開關閉合持續時間的影響

為進一步驗證本文所提出的具有自適應P-SSHI控制的有源整流電路的優勢,本文還進行了對比實驗,將所提出的電路與全橋整流電路、僅具有有源整流結構電路在相同實驗條件下搭建實驗平臺進行測試。

圖12為在不同負載下測得的3種電路的輸出電壓,隨著負載電阻的增大,3種電路的輸出電壓也持續增大。但在相同負載下,本文提出的具有自適應P-SSHI控制的有源整流電路的輸出電壓明顯高于另兩種電路。

圖12 負載電阻和輸出電壓之間的關系

由于本文設計的電路中有源電路部分最大的功耗來自有源整流電路中的兩個比較器,而比較器只在翻轉時具有動態功耗,即工作在當且僅當壓電片等效電流源反向的瞬間,而壓電片振蕩頻率只有十幾Hz,所以其動態功耗幾乎可忽略不計。因此,比較器的總功耗主要為靜態功耗,只需選用較低靜態功耗的比較器即可。此外,邏輯芯片的功耗亦可忽略不計。

(6)

根據圖12以及式(6)可得負載電阻與實驗電路的輸出功率之間的關系。而本電路乃有源電路,需將有源部分的功耗3.5 μW扣除才是真正的輸出功率,如圖13所示。圖13中,給出的坐標點乃三條曲線的極值點以及全橋整流電路在負載電阻為100 kΩ的情況下其輸出功率的大小。

從圖13中可以看出,在相同的負載電阻的情況下,本文提出電路的輸出功率遠遠大于僅有源整流結構電路和全橋整流結構電路的輸出功率。在負載電阻100 kΩ的情況下,所提電路的真正輸出功率為291.35 μW,全橋整流電路的輸出功率為125.32 μW。與全橋整流電路相比,本文提出的電路將輸出功率提高了132%。說明本文提出的電路結構,可大大提高壓電能量俘獲電路的整流效率和能量俘獲能力。

圖13 負載電阻和輸出功率之間的關系

4 結論

本文首先分析了傳統全橋整流電路與P-SSHI電路的工作原理;然后針對已有電路存在的缺點,提出了一種將超低壓降有源整流與自適應P-SSHI結構相結合的高效壓電能量俘獲電路,并就所提電路的電路結構、工作原理及典型波形進行了詳細闡述;最后,設計了原型電路并搭建了完整的實驗平臺,驗證了所提技術的可行性。實驗結果表明,所提電路可以實現同步開關的自適應控制,以及采用超低壓降有源整流可以提高整流效率。在負載電阻100 kΩ的情況下,所提電路的真正輸出功率為291.35 μW,全橋整流電路的輸出功率為125.32 μW。與全橋整流電路相比,本文所提電路將輸出功率提高了132%。