城軌列車PWM編碼器電磁干擾的機理及抑制

朱 峰，曾海波，邱日強，謝雨軒，翁文雯

(西南交通大學 電氣工程學院，四川 成都 611756)

城市軌道交通方便大眾的出行，它的安全運行至關重要。巴西城軌列車在正常運營過程中，在線路終點站折返線處雖然偶發PWM編碼器的電磁干擾問題，表現為脈沖寬度調制(PWM)編碼器輸出端電阻和金屬-氧化物-半導體場效應晶體管(MOS管)燒損，但是嚴重影響城軌列車的安全運營。

目前，國內外學者對列車的電磁干擾問題進行了大量研究。文獻[1—3]研究了不同工況(雷擊、升降弓)下車體的過電壓問題；文獻[4—5]研究了列車上相關的弱電設備如速度傳感器、車載設備等受到電磁干擾的機理及抑制措施。以上的研究對象大多數為高速動車組，而在城軌列車方面，文獻[6]研究了基于通信的列車自動控制系統(CBTC)設備間的無線干擾問題；文獻[7]通過現場實測分析了列車運行過程中產生的電磁干擾對軌道信號、車地通信信號的影響；文獻[8]針對地鐵直線電機分析了其干擾源和受干擾對象，提出了具體的車輛電磁兼容解決方案；文獻[9]分析了城軌通信系統中抑制電源電磁干擾的措施。綜上可知，對城軌列車PWM編碼器電磁干擾的研究，相關文獻報道較少。

本文基于巴西城軌列車PWM編碼器功能及工作原理，進行電磁干擾源和耦合途徑的排查，確定干擾源與耦合途徑后研究其耦合機理并提出相應的電磁干擾抑制措施。該研究有效解決了PWM編碼器的電磁干擾問題，可為后續出現相類似電磁干擾問題提供一定經驗基礎。

1 PWM編碼器功能及工作原理

PWM編碼器主要用于控制巴西城軌列車的牽引或制動，該列車牽引/制動控制系統結構如圖1所示。由圖1可見：司機通過控制手柄輸出0～10 V模擬信號作為PWM編碼器的輸入信號，PWM編碼器將模擬信號轉換成占空比為15%～85%的PWM信號，再輸入到每個牽引、制動控制單元，牽引或制動控制單元中的CPU對PWM信號的上升沿和下降沿進行捕捉，測出PWM信號的脈沖寬度，計算出牽引或制動力轉矩指令并實現相應的牽引或制動力。

圖1 巴西城軌列車牽引/制動控制系統結構

PWM編碼器的工作原理電路如圖2所示。圖中：紅色虛線圈出的部分為受電磁干擾導致燒損的元器件，其中R155和R156為輸出端電阻，Q2和Q3為2SK2231型MOS管；Q1為2SK982型MOS管；R151，R152，R153，R154和R157分別為不同取值的電阻；C，C1，C2和C3分別為不同取值的電容；TLP555為光耦合器；RA14A，RA14B為某封裝電路。

圖2 巴西城軌列車PWM編碼器工作原理電路

PWM編碼器工作時，TLP555及其左邊的電路將模擬信號轉換輸出為+12 V高電平或0 V低電平，控制Q1和Q3的導通或截止。當TLP555輸出高電平時，Q1和Q3同時導通，PWM編碼器輸出低電平，電容C2充電；當TLP555輸出低電平時，Q1和Q3同時截止，電容C2通過電阻R153和R154放電使得Q2導通，PWM編碼器輸出高電平。

2 電磁干擾源的確定

2.1 干擾源的排查

由文獻[3]可知，動車組在升降弓或者運行途中產生的電弧可能會引起車體過電壓問題，對設備造成干擾。但由于PWM編碼器受電磁干擾時城軌列車均停在折返線上，不存在電弧現象，所以可排除電弧為干擾源。

電磁干擾耦合途徑包括傳導和輻射耦合，考慮到城軌列車PWM編碼器受電磁干擾時，臨近的其他弱電設備均沒有受到電磁干擾，因此，可判斷造成PWM編碼器電磁干擾的耦合途徑不是來自周圍空間的輻射耦合，只能來自傳導耦合[5]。

PWM編碼器受電磁干擾的地點均在某終點站折返線上，且時段均在早晚運行高峰期。城軌列車停在某一股道時，PWM編碼器輸出端電阻與MOS管燒損，說明遭受了強電壓或電流的沖擊。

根據GB/T 24338.5—2009《軌道交通 電磁兼容 第4部分：信號和通信設備的發射與抗擾度》中規定的對設備電磁兼容傳導抗擾度試驗要求，對受試設備PWM編碼器分別進行靜電放電、電快速瞬變脈沖群、浪涌沖擊3種抗擾度試驗，相關說明如下。

(1) 對PWM編碼器的金屬外殼進行靜電放電抗擾度試驗，可驗證電磁干擾是否來自外界的靜電放電。因為MOS管本身的輸入電阻很高，而柵源極間電容又非常小，極易受外界靜電的感應而帶電，少量電荷就可在極間電容上形成相當高的電壓，將MOS管損壞。

(2) 對PWM編碼器的電源端口、PWM信號輸出線進行電快速瞬變脈沖群抗擾度試驗，可模擬來自VVVF逆變器與輔助變流器中電力電子器件的持續開關動作在電源端口、信號輸出線上耦合的瞬變脈沖群干擾電壓，驗證其電磁干擾是否來自電快速瞬變脈沖群。

(3) 對PWM編碼器的電源端口、輸出端口進行浪涌沖擊抗擾度試驗，可驗證電磁干擾是否來自外界的浪涌沖擊電壓。

試驗具體配置、操作方法、步驟與等級電壓均為GB/T 24338.5—2009中的規定要求，相關試驗儀器及技術指標見表1，試驗結果見表2—表4。

由表2、表3可知：PWM編碼器受到的電磁干擾不是來自靜電放電、電快速瞬變脈沖群。

由表4可見：①當浪涌沖擊電壓不小于1.6 kV且達到一定試驗次數(不大于20次)時，PWM編碼器會受到電磁干擾，說明浪涌沖擊電壓是導致PWM編碼器輸出端電阻和MOS管燒損的直接原因。②使其燒損所需的浪涌沖擊試驗次數隨著浪涌沖擊電壓的增大而減小，當試驗電壓大于1.9 kV時，輸出端電阻和MOS管瞬間燒損。

表1 儀器型號及技術指標

表2 靜電放電試驗結果

表3 電快速瞬變脈沖群試驗結果

表4 浪涌沖擊試驗結果

2.2 輸出端浪涌沖擊抗擾度試驗

輸出端浪涌沖擊抗擾度試驗的電路拓撲如圖3所示[10]。圖中：虛線左邊為浪涌發生器的輸出，且U為浪涌沖擊電壓，R0為內阻；中間為由電阻R1與電容C0串聯組成的耦合網絡；右邊為負載R2，即PWM編碼器輸出端電阻。根據GB/T 24338.5—2009的要求，取R0=2 Ω，R1=40 Ω，C0=0.1 uF，U隨試驗等級而變化。R2的取值隨PWM編碼器輸出電平而變化。當PWM編碼器輸出低電平時，因為Q3的導通電阻約為0.2 Ω，所以R2為導通電阻0.2與2.2 Ω電阻串聯后再與2.4 kΩ電阻并聯的值(約為2.4 Ω)；當輸出高電平時，因為Q3截止，且Q3的DS極間并接了反向二極管，所以R2為反向二極管與2.2 Ω電阻串聯后再與2.4 kΩ電阻并聯的值。

圖3 浪涌沖擊抗擾度試驗電路拓撲

為進一步分析浪涌發生器輸出的浪涌沖擊電壓耦合至PWM編碼器輸出端的電壓，將浪涌沖擊電壓U進行傅里葉(FFT)變換，得到頻域內每個頻率處的電壓U(fk)，其中fk為第k個頻率。由圖3可知，負載端在頻率fk處的電壓U2(fk)為

(1)

式中：j為虛數。

為方便比較，計算浪涌沖擊電壓耦合至負載端的電壓有效值Ue為

(2)

式中：n為FFT變換后的所有頻率個數；|U2(fk)|為頻率fk處的負載端電壓幅值。

因為頻率fk處的負載端電壓U2(fk)對應的時域波形為正弦信號表達式，所以在PWM編碼器輸出高電平且當該正弦信號為正值時，二極管截止，負載電阻R2約為2.4 kΩ；當該正弦信號為負值時，二極管導通，與輸出低電平情形類似。為簡化計算，根據電壓有效值的定義可知，正弦電壓信號經過二極管后的電壓有效值約為原有效值的0.707倍。所以，由式(1)和式(2)可分別得到PWM編碼器輸出高、低電平時，對應表4中的浪涌輸出耦合至負載端的電壓有效值Ue，見表5。

表5 浪涌輸出耦合至負載端的Ue

由表5可見：當PWM編碼器輸出低電平時Ue太小，不會使PWM編碼器燒損，其燒損的直接原因為PWM編碼器輸出高電平時遭受了一定次數(不大于20次)且有效值超過182.43 V的浪涌沖擊電壓。

2.3 浪涌沖擊電壓的來源

巴西城軌4節編組列車(2節動車2節拖車)的接地系統布局如圖4所示。圖中：小圓圈代表輪對軸端接地點，每節動車(MC)上有4個接地點，每節拖車(TC)上有2個接地點。

圖4 城軌列車接地系統布局

城軌列車接地分為工作接地和保護接地，其具體結構如圖5所示。由圖5可見：工作接地的兩端分別連接牽引逆變器(VVVF)與接地匯流排端子，將受電弓從接觸線上獲取的電流通過輪對軸端碳刷連接至車輪，再通過鋼軌流回至牽引變電所；保護接地的兩端分別連接車體與接地匯流排端子，實現車體的接地；該列車接地系統中的工作接地與保護接地在接地匯流排處重合。

圖5 工作接地和保護接地結構

通過現場調研發現，折返線處的股道鋼軌質量很差，鋼軌電連接處的連接線生銹嚴重，有的甚至幾乎是斷開狀態，導致阻抗變大[11]，嚴重影響了牽引電流的正常回流，部分電流將通過保護接地線進入車體回流，改變車內電磁環境[12]。當折返線處多條股道上均有列車運行時，牽引電流也可能通過橫向連接線進入相鄰股道，增大進入車體的電流。車體是車上所有弱電設備的公共地，進入車體的大電流很容易對電氣設備產生電磁干擾，甚至燒損。為此，利用電流采集裝置，對某一發生過故障的城軌列車停靠在某股道上時進行電流捕捉，捕捉的進入車體的瞬態電流I如圖6所示。

圖6中的瞬態電流通過接觸線與車體間的自感和車體電阻使得車體首尾兩端電壓不平衡。PWM信號輸出電纜采用屏蔽電纜，且雙端接地，故車體不平衡電壓直接施加在屏蔽層兩端，再通過耦合至芯線間形成浪涌沖擊電壓。由此可確定進入車體的瞬態電流為電磁干擾源，是導致PWM編碼器故障的根本原因。

圖6 通過保護接地進入車體的瞬態電流

3 電磁干擾耦合機理

3.1 容性耦合模型

電纜屏蔽層兩端的不平衡電壓產生的電流在屏蔽層上流動，對芯線不產生影響。其主要通過屏蔽層與芯線間的電導與電容將干擾電壓耦合至芯線。又因芯線與屏蔽層間的絕緣良好，所以不考慮其間的電導[13]。因此，PWM編碼器受電磁干擾的傳導耦合主要為容性耦合方式，據此建立容性耦合模型如圖7所示。圖中：Uc為電纜屏蔽層兩端不平衡電壓；C10和C20分別為屏蔽電纜兩芯線與屏蔽層間的電容；C12為兩芯線間的電容；C為圖2中PWM編碼器輸出端負線與屏蔽層內部間的電容。

圖7 容性耦合模型

3.2 參數計算

3.2.1 電纜芯線與屏蔽層間電容

城軌列車PWM編碼器的信號輸出電纜為二芯屏蔽電纜，其結構如圖8所示。圖中：r1為芯線的半徑；r2為屏蔽層的半徑；d12為兩芯線中心間距。

圖8 二芯屏蔽電纜結構

電容C10，C20和C12的計算公式近似為[15]

(3)

(4)

式中：ε0為真空中的介電常數;εr為芯線與屏蔽層間介質的相對介電常數;l為電纜長度(設與車體總長度一致)。

3.2.2 接觸線與車體間自感

為計算電纜屏蔽層兩端不平衡電壓Uc，需計算接觸線與車體間的自感與車體總電阻。假設流經車體的電流在車體上分布均勻，根據文獻[14]中的等效原理，將車體等效為具有一定厚度的圓柱體，將接觸線等效為1根細導線，其等效模型如圖9所示。圖中：ra為接觸線的等效半徑，rb和rc分別為車體等效圓柱體的外半徑和內半徑；d為兩圓柱體軸間距離。

圖9 接觸網—車體等效模型

城軌列車車體實際可近似為長方體，其寬為b,高為h，單位長度車體質量為m，密度為ρ，車體等效圓柱體的rb和rc分別為

(5)

(6)

根據文獻[15]中的自感推導原理，可得接觸線與車體間的自感L為

(7)

式中：μ0為真空中的磁導率。

由文獻[16]中分布參數的物理模型可知，車體上的電感Lc為自感L的1/2倍。

3.2.3 車體不平衡電壓

單位長度車體電阻為R3，車體間連接處電阻為R4，故4節編組城軌列車的車體總電阻R為

R=lR3+3R4

(8)

將圖6中的瞬態電流I進行FFT變換，得到頻域內每個頻率處的電流值I(fg)，fg為第g個頻率，g=1,2,…,N，N為FFT變換后的頻率個數，則在每個頻率處車體不平衡電壓Uc(fg)為

Uc(fg)=(R+j2πfgLc)I(fg)

(9)

3.3 分析結果

由圖7所示的容性耦合模型可見：頻域內每個頻率處的PWM編碼器輸出端電壓U12(fg)為

(10)

其中，

通過查閱資料、現場實測和等效計算等方式，得到巴西城軌列車PWM編碼器的相關參數取值，見表6。

表6 巴西城軌列車PWM編碼器相關參數取值

由式(8)、式(9)可計算出頻域內每個頻率處的車體不平衡電壓Uc(fg)，通過快速傅里葉反變換(IFFT)得到車體不平衡電壓的時域波形如圖10所示。由圖10可見：車體不平衡電壓波動劇烈，最大值可達3.55 kV。

由式(3)—式(10)可得頻域內每個頻率處的PWM編碼器輸出端電壓U12(fg)，再根據式(2)可計算出PWM編碼器輸出端電壓有效值：當PWM編碼器輸出低電平時，其電壓有效值為9.64 V；當PWM編碼器輸出高電平時，其電壓有效值為183.95 V。將U12(fg)進行IFFT變換，得到PWM編碼器輸出端電壓的時域波形如圖11所示。現場用示波器捕捉的PWM編碼器輸出端單個瞬態電壓如圖12所示，該實測電壓峰值約為1.7 kV，與圖11中的峰值1.717 kV基本吻合，驗證了上述理論分析和模型的正確性。

圖10 車體不平衡電壓的時域波形

圖11 PWM編碼器輸出端電壓的時域波形

圖12 PWM編碼器輸出端的瞬態電壓

分別將PWM編碼器輸出端的時域電壓、電壓有效值與表4、表5對比可知：由于浪涌能量的累積效應，當PWM編碼器輸出端遭受大約20次這種耦合沖擊電壓時，會造成輸出端電阻和MOS管燒損，也解釋了PWM編碼器受電磁干擾時頻率不高的原因。

4 電磁干擾抑制措施

針對干擾源的產生機理，在每根保護接地線連接車體那端分別串聯1個50 mΩ的電阻，以降低通過保護接地進入車體的電流值。串聯電阻后進入車體的瞬態電流如圖13所示。與圖6相比可見：進入車體的瞬態電流最大值由119.5 A下降至58.75 A，降低了約50%的干擾源幅值。

圖13 保護接地加50 mΩ電阻后進入車體的瞬態電流

從敏感設備的角度出發，PWM編碼器的輸出端電阻和MOS管在遭受如表4中的浪涌沖擊電壓燒損，浪涌沖擊電壓的能量特別大，普通的濾波器無法抑制，故試驗中選用型號為SMCJ24CA的瞬態電壓抑制器(TVS管)進行浪涌沖擊電壓的抑制。PWM編碼器輸出端兩芯線對地間加裝TVS管后的浪涌沖擊試驗電路結構如圖14所示。由圖14可見：當電路正常工作時，TVS管處于截止狀態，不影響正常工作；當電路出現異常過電壓并達到其擊穿電壓時，它迅速由截止狀態變為導通狀態，提供1個低阻抗路徑使流向輸出端的瞬態大電流轉而分流到TVS管吸收或泄放至地，從而保護PWM編碼器不被燒損。

圖14 PWM編碼器輸出端加裝TVS管后的浪涌沖擊試驗電路結構

試驗結果表明：PWM編碼器輸出端能抗擊的浪涌沖擊電壓約為3.3 kV，比表4中未加TVS管時抗擊的1.6 kV提高了約1.7 kV；相對應得該浪涌沖擊電壓耦合至輸出端的電壓有效值約為344.01 V，比表5中未加TVS管時抗擊的輸出端口電壓有效值提高了約161.58 V。該試驗結果驗證了TVS管能有效抑制浪涌沖擊電壓，增強了PWM編碼器輸出端口的抗擾性。

綜上采取的2種干擾抑制措施運用于巴西城軌列車后，PWM編碼器的輸出端電阻和MOS管燒損問題得到有效解決，再次驗證了其有效性。

5 結 論

(1) 浪涌沖擊電壓是導致PWM編碼器故障的直接原因；當PWM編碼器輸出高電平時遭受一定次數(不大于20次)且有效值超過182.43 V的浪涌沖擊電壓時，PWM編碼器的輸出端電阻和MOS管燒損；浪涌沖擊電壓越高，使其燒損所需的浪涌沖擊次數越少。

(2) 進入車體的瞬態電流為電磁干擾源，是導致PWM編碼器故障的根本原因；車體瞬態電流在PWM編碼器輸出端耦合的浪涌沖擊電壓有效值為183.95 V，當沖擊次數約20次時，PWM編碼器會受到電磁干擾，驗證了該干擾源的正確性。

(3) 從干擾源的產生機理角度，分析了在保護接地線上串聯50 mΩ電阻能有效降低約50%的干擾源幅值。

(4) 從敏感設備的角度，試驗驗證了分別在PWM編碼器輸出端兩芯線對地加裝型號為SMCJ24CA的TVS管后，抗擊的浪涌沖擊電壓提高了約1.7 kV，相應地耦合至PWM編碼器輸出端的電壓有效值提高了約161.58 V，增強了PWM編碼器的抗擾性。