基于SHEPWM的三電平NPC逆變器中點(diǎn)電壓波動(dòng)抑制方法研究

周 游，胡耀威，程竟陵，陳國(guó)柱

(浙江大學(xué) 電氣工程學(xué)院,浙江 杭州 310027)

0 引 言

為了滿足風(fēng)力發(fā)電、機(jī)車牽引和礦井提升等對(duì)中高壓大功率變流器的需求，三電平變流器成為主流選擇[1]。目前廣泛使用的三電平變變流器有3種。對(duì)于NPC變流器，研究熱點(diǎn)為中點(diǎn)電位平衡控制和在低開關(guān)頻率下的PWM技術(shù)。而中點(diǎn)平衡控制對(duì)于NPC變流器非常重要[2]，近幾十年來研究人員提出了大量的中點(diǎn)電位平衡控制方法：通過調(diào)整三電平SVPWM中冗余小矢量對(duì)的占空比[2-3]解決中點(diǎn)電位平衡問題；除此之外，也存在通過調(diào)節(jié)三電平SPWM中注入的零序電壓的中點(diǎn)電位平衡控制方法[4]。盡管仍有其他文獻(xiàn)討論三電平NPC變流器中點(diǎn)電位平衡問題，但一般都是基于SPWM或SVPWM調(diào)制策略。

為了降低中高壓大功率應(yīng)用裝置中的開關(guān)損耗，需要一些開關(guān)頻率較低的特殊調(diào)制技術(shù)，包括同步調(diào)制、電流諧波最小PWM[5]和特定諧波消除PWM。文獻(xiàn)[6]提出了一種中點(diǎn)電位滯環(huán)控制方法，在中點(diǎn)電壓偏高需要放電時(shí)，將對(duì)電容充電的PWM組合替換為對(duì)電容放電的PWM組合，有效抑制了中點(diǎn)電壓波動(dòng)，但存在開關(guān)頻率較大、輸出電壓波形不對(duì)稱等問題。在此基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[7-8]利用切換對(duì)中點(diǎn)電壓作用相反的冗余小矢量，能有效地抑制中點(diǎn)電壓波動(dòng)，但仍存在增加開關(guān)頻率的問題。文獻(xiàn)[9]提出了基于三次諧波控制的三電平SHEPWM優(yōu)化策略，但未能給出三次諧波的最佳含量。

本文提出基于三次諧波定量控制的三電平SHEPWM下中點(diǎn)電壓低頻波動(dòng)的抑制方法。

1 三電平特定諧波消除調(diào)制

1.1 三電平NPC

三電平中點(diǎn)鉗位逆變器(NPC)的每相由4個(gè)全控型器件和2個(gè)二極管組成，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 三電平NPC并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

a相電壓與橋臂上4個(gè)開關(guān)管通斷狀態(tài)的對(duì)應(yīng)關(guān)系如表1所示。

表1 a相輸出電壓與橋臂開關(guān)管狀態(tài)的關(guān)系

注：1—開關(guān)管導(dǎo)通；0—開關(guān)管關(guān)斷

1.2 三電平SHEPWM

NPC逆變器單相輸出電壓波形如圖2所示。

圖2 NPC逆變器輸出單相電壓波形注：αk—開關(guān)角，即開關(guān)管通斷狀態(tài)切換的時(shí)刻

輸出電壓為1/4周期對(duì)稱，對(duì)其進(jìn)行傅里葉分解，令基波幅值等于參考電壓，6h±1次諧波幅值為0，則求解1/4周期對(duì)稱SHEPWM的方程為：

(1)

式中：M—基波調(diào)制比，M=U1/(Udc/2)。

由于3次及其倍數(shù)次諧波在三相系統(tǒng)中為零序，傳統(tǒng)SHEPWM不對(duì)三倍頻諧波進(jìn)行控制。

2 中點(diǎn)電壓波動(dòng)抑制策略

傳統(tǒng)SHEPWM開關(guān)角求解方程，沒有將中點(diǎn)電位平衡控制引入方程中，同時(shí)也沒有對(duì)三次諧波進(jìn)行控制，本文將三次諧波控制引入到中點(diǎn)電壓低頻波動(dòng)抑制中來。

首先要求出中點(diǎn)電流與三次諧波含量的關(guān)系。假設(shè)三相電壓只含有基波分量與三次諧波含量，即：

(2)

(3)

(4)

式中：k3—三次諧波幅值與基波幅值的比值。

假設(shè)三相電流只含有基波分量，其他各次諧波都已消除，則三相電流可表示為：

(5)

式中：φ—功率因數(shù)角。

針對(duì)PWM調(diào)制，三相參考電壓與中點(diǎn)電流的關(guān)系為[10]：

(6)

將式(4)代入式(6)中可得：

io=-M|sinθ+k3sin(3θ)|ia-

M|sin(θ-2π/3)+k3sin(3θ)|ib-

M|sin(θ+2π/3)+k3sin(3θ)|ic

(7)

考慮到k3會(huì)影響sinθ+k3sin(3θ)的正負(fù)，對(duì)方程簡(jiǎn)化造成困難，有必要對(duì)k3取值進(jìn)行限制。令sinθ+k3sin(3θ)與sinθ符號(hào)保持一致，即在0<θ<π時(shí)，sinθ+k3sin(3θ)為正，在π<θ<2π時(shí)，sinθ+k3sin(3θ)為負(fù)。通過分析sinθ/sin(3θ)的波形，可得：

-1/3

(8)

由于極值點(diǎn)很容易獲得，這里不再贅述。則式(7)可簡(jiǎn)化為：

(1)當(dāng)0<θ<π/3時(shí)：

io=-M[sinθ+k3Msin(3θ)]ia+

M[sin(θ-2π/3)+k3Msin(3θ)]ib-

M[sin(θ+2π/3)+k3Msin(3θ)]ic=

(9)

(2)當(dāng)π/3<θ<2π/3時(shí)：

(10)

(3)當(dāng)2π/3<θ<π時(shí)：

io=-M[sinθ+k3Msin(3θ)]ia-

M[sin(θ-2π/3)+k3Msin(3θ)]ib+

M[sin(θ+2π/3)+k3Msin(3θ)]ic=

(11)

(4)當(dāng)π<θ<4π/3時(shí)：

io=+M[sinθ+k3Msin(3θ)]ia-

M[sin(θ-2π/3)+k3Msin(3θ)]ib+

M[sin(θ+2π/3)+k3Msin(3θ)]ic=

(12)

(5)當(dāng)4π/3<θ<5π/3時(shí)：

io=+M[sinθ+k3Msin(3θ)]ia-

M[sin(θ-2π/3)+k3Msin(3θ)]ib-

M[sin(θ+2π/3)+k3Msin(3θ)]ic=-

MIm[-2k3sin(3θ)sin(θ-φ)]

(13)

(6)當(dāng)5π/3<θ<2π時(shí)：

io=+M[sinθ+k3Msin(3θ)]ia+

M[sin(θ-2π/3)+k3Msin(3θ)]ib-

M[sin(θ+2π/3)+k3Msin(3θ)]ic=-

(14)

將0～2π區(qū)間均分成6份，則式(9～14)可統(tǒng)一表示為：

(15)

式中：io1—基波分量作用產(chǎn)生的中點(diǎn)電流；io3—三次諧波分量作用產(chǎn)生的中點(diǎn)電流，j=1，2，3，4，5，6。

假設(shè)功率因數(shù)為1，即φ=0，則中點(diǎn)電流波形如圖3所示。

圖3 中點(diǎn)電流波形(φ=0)

在功率因數(shù)為其他值時(shí)，也有類似關(guān)系。若k3取值合適，則可很大程度抑制中點(diǎn)電壓低頻波動(dòng)。

下面給出一種計(jì)算k3最優(yōu)值的一種辦法。

分別將io1和io3從0～π/3進(jìn)行積分，可得到中點(diǎn)電壓vo1和vo3為：

(16)

令vo3等于-vo1，則可由式(17)求出k3：

(17)

圖4 中點(diǎn)電壓波形(φ=0)

在計(jì)算vo1和vo3時(shí)，算式的絕對(duì)值求解符號(hào)應(yīng)與sinθ+k3sin(3θ)的絕對(duì)值求解符號(hào)保持一致。

由圖4可知，k3取最優(yōu)值時(shí)，中點(diǎn)電壓低頻波動(dòng)能得到有效抑制。則通過引入三次諧波控制可得到新的求取SHEPWM開關(guān)角方程：

(18)

通過求解方程可得一組新的開關(guān)角。

3 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

本研究基于Matlab/Simulink平臺(tái)驗(yàn)證所提方法在三電平SHEPWM中對(duì)中點(diǎn)電壓波動(dòng)抑制效果，模型為2 MW/3 kV并網(wǎng)逆變器，仿真參數(shù)如表2所示。

表2 仿真參數(shù)

筆者比較直流分裂電容電壓udc1和a相并網(wǎng)電流ia，并對(duì)a相并網(wǎng)電流ia作FFT分析。對(duì)比采用傳統(tǒng)SHEPWM的結(jié)果如圖5所示。

圖5 采用傳統(tǒng)SHEPWM的仿真波形(M=0.8)

圖5中，中點(diǎn)電壓波動(dòng)的主要成分為三次諧波，波動(dòng)范圍接近100 V，并網(wǎng)電流THD為4.65%。

改進(jìn)SHEPWM的結(jié)果如圖6所示。

圖6 采用改進(jìn)SHEPWM的仿真波形(M=0.8)

圖6中，中點(diǎn)電壓波動(dòng)范圍約為50 V，且中點(diǎn)電壓的3倍頻波動(dòng)得到抑制，并網(wǎng)電流THD為3.21%。

比較傳統(tǒng)SHEPWM和改進(jìn)SHEPWM的仿真結(jié)果可知，改進(jìn)SHEPWM能有效抑制中點(diǎn)電壓波動(dòng)，改善并網(wǎng)電流質(zhì)量。

4 結(jié)束語

本研究針對(duì)三電平NPC逆變器在發(fā)生中點(diǎn)電壓波動(dòng)時(shí)并網(wǎng)電流發(fā)生畸變的問題，分析了相電壓中基波與三次諧波對(duì)中點(diǎn)電壓波動(dòng)的影響，建立了中點(diǎn)電壓與三次諧波含量之間的關(guān)系，提出了基于三次諧波定量控制的改進(jìn)SHEPWM方法，搭建了2 MW/3 kV逆變器并網(wǎng)模型，并對(duì)改進(jìn)SHEPWM方法進(jìn)行了測(cè)試。

研究結(jié)果表明：通過將傳統(tǒng)SHEPWM開關(guān)角生成方程替換為能對(duì)三次諧波定量控制的開關(guān)角生成方程，中點(diǎn)電壓的低頻波動(dòng)得到大幅抑制。