基于MOSFET串聯諧振感應加熱電源的研究

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(1.廣西大學電氣工程學院，廣西 南寧 530004;2.西門子有限公司蘇州分公司，安徽 安慶 215000)

1 引言

工業加熱是現代工業加工技術的一個重要領域。在很多產品的形成過程中，都需要經過加熱這道工序。感應加熱是根據電磁感應原理，利用工件中渦流產生的熱量對工件進行加熱的。由于感應加熱效率高，速度快，可控性好，易于實現高溫和局部加熱，易于實現機械化和自動化等優點，已在熔煉、鑄造、彎管、熱鍛、焊接和表面熱處理等行業得到廣泛的應用。本文就是針對這一情況，來探求一種簡單高效的中小功率感應加熱電源控制方法。

在逆變器的選擇上，大功率的感應加熱電源一般采取全橋的結構，有電壓型逆變器和電流型逆變器兩種拓撲，根據負載的不同可以分為串聯諧振和并聯諧振。并聯逆變的功率調節方式比較單一，一般是改變直流測電源電壓，改變功率因數角雖然也可調節功率，但所允許范圍不大,并且并聯諧振的啟動問題比較困難，啟動失敗率較高，同時并聯諧振對感應器與逆變器輸出之間的距離和引線電感要求很高，特別是槽路電容器與感應圈之間的接線距離，否則功率輸出和效率都會大大降低。串聯諧振由于不需要附加的啟動電路，起動較容易，適合頻繁啟動場合，且對工作現場環境要求不高，在感應器與逆變輸出距離較遠，引線電感較大時候，只會改變諧振頻率工作點，而不會對效率有太大的影響。所以本課題選擇電壓型逆變器，電壓型逆變器中的二極管只需要流過續流電流，相對而言功率小很多，可以將寄生電感合并到感應線圈的電感上，對系統正常工作影響不大。考慮到器件的非理想特性，上下橋臂驅動脈沖間都留有開通死區以避免直通短路，通常使逆變器工作在弱感性的狀態。

2 串聯諧振電路分析

2.1 串聯感應逆變器與并聯感應逆變器的分析和比較

通常在選擇電路結構的時候，往往都是在具體分析它們特性的基礎上，比較各自優缺點以后，經過折中考慮，選擇最優的方案，如圖1和圖2所示，分別是串聯感應逆變器和并聯感應逆變器。下面具體分析對比各自的優缺點。

圖1 串聯感應逆變器

圖2 并聯感應逆變器

串聯感應逆變器通常需要電壓源供電，經過整流器整流后，并聯一個電容，由于電容的數值比較大，所以可以近似認為輸出的是一個數值恒定的電壓信號，通過控制開關管的通斷得到一個交變的方波電壓信號，其值根據輸入端的電壓值，頻率取決于開關管的工作頻率。

并聯感應逆變器通常需要電壓源供電，經過整流器整流后，在主電路上串上一個電感，由于電感的數值比較大，通常認為輸出的電流波是一個數值不變的電流信號，通過控制開關的開通和閉合，感應加熱負載兩端得到一個交變的電流信號，其值取決于輸入端的電流大小，頻率同樣取決于開關管的工作頻率。

將兩個逆變器進行比較：

(1)串聯感應逆變器不需要串聯一個笨重的大電感來濾波，相比之下大大減輕了電路本身的重量；

(2)在串聯感應逆變器中換流，開關管在關斷之前電流已經逐漸減小到零，屬于自然關斷，開關損耗小，且關斷的開關管受的反壓時間長，能夠更快速的關斷開關管，進一步減小開關損耗。在并聯感應逆變器中換流，電流是被迫降低至零，此外還要加一段反壓，所以關斷時間很長，損耗大；

(3)同時還帶來了另一個問題，串聯感應逆變器中的二極管僅需起到續流作用，可以采用自身帶有的反并聯二極管，而并聯感應逆變器需要耐高壓大電流的快速恢復性二極管，成本高；

(4)串聯感應逆變器需要一個耐高壓小電流電容補償，可以通過電容串聯的方式來提高耐壓值，但是并聯感應逆變器需要大電流電容，市場上很難買到；

(5)串聯感應逆變電路有電壓高、電流小的特點，并聯感應逆變電路有電壓小，電流高的特點，所以并聯感應逆變器對引線的距離有很高的要求，特別是在高頻場合下，引線電感甚至會改變整個電路的結構，大大影響輸出的功率和效率，且主電路的大電感需要預充電，只能工作在自激方式，啟動時就要求工作在諧振點附近，容易出現啟動失敗的現象，相比之下串聯感應逆變器更適合應用于高頻場合下；

(6)并聯感應逆變器在短路和直通的情況下保護起來比較容易，串聯感應加熱逆變器保護起來比較困難。

綜合考慮電路設計難度、成本、規模、重量以及效率的基礎上，本設計采用串聯感應全橋逆變的電路結構。

2.2 串聯負載諧振槽路

如圖3所示，電感L、電容C和電阻R組成串聯負載諧振槽路，感應加熱逆變器將平滑的電壓逆變成一個脈沖方波，其值由輸入電壓決定，為Ud。

圖3 串聯負載諧振槽路

在高頻應用場合下，串聯感應全橋逆變電路的負載阻抗隨著工作頻率 不斷變化，其負載總阻抗為：

(1)

(2)

電感上的電壓：

(3)

電路的品質因數：

(4)

由式(2)～(4)可以看出，當電路工作諧振點或諧振點附近時，加在電感L和電容C上的電壓值是感應逆變電路輸出電壓Ud的Q倍，所以在選擇補償電容時要注意耐壓方面的要求。

(5)

此時電流獲得最大值，輸出功率最大，ω0稱為諧振角頻率，f0稱為諧振點，設計時可以通過采集負載上電流來判斷電路是否工作在諧振點上。

負載阻抗的幅頻特性|Z(ω)|、相頻特性θ(ω)以及負載槽路輸出功率P(ω)的變化情況如圖4所示。

圖4 負載特性曲線

從圖4可以看出，當ω<ω0，θ(ω)<0，負載槽路顯容性；當ω>ω0，θ(ω)>0，負載槽路顯感性。電壓電流相角θ(ω)保持單調增長，負載槽路阻抗幅值Z(ω)先減小后增大，負載輸出總功率P(ω)則與Z(ω)正好相反，先增大后減小。值得注意的是：在諧振角頻率ω0這一點，能同時達到阻抗幅值最小，電壓電流相角為0，輸出功率最大，這正是本設計迫切需要的。由于P(ω)及Z(ω)的曲線不是單調的，且將電源頻率限制在諧振點很難做到，所以衍生出將電路限制在弱容區或者弱感區的功率控制策略。

將負載的模|Z(ω)|做如下變換：

(6)

那么n次諧波下負載槽路總阻抗幅值為：

(7)

在分析式(7)中，n次諧波下的阻抗幅值可近似為呈n2的速度增長，電流可近似為呈n2的速度下降，可以認為3次以上諧波下的電流忽略不計，尤其在品質因素Q值也很大的情況下。當感應加熱電源發生諧振時，負載槽路顯純電阻特性，可以認為負載槽路輸出的電流為基波頻率下的正弦電流。值得注意的是：Q值不能無限大。因為上述的分析表明電感電容的電壓與Q值呈正比，需要考慮到耐壓的要求，且過大的Q值會造成電源功率輸出不穩的問題。本設計折中考慮，將Q值設在4。

2.3 串聯諧振逆變器的換流方式分析

電路結構中，逆變器是由VT1、VT2、VT3、VT4四個開關管組成的全橋電路，在開關管的柵源極間加驅動信號，逆變器就能正常工作。開關管VT1、VT4的驅動信號是相同的，開關管VT2、VT3的驅動信號是相同的，并且兩個驅動信號是互補的方波信號。由圖1可知，串聯諧振逆變電路有三個工作狀態，分別是容性、諧振和感性。在實際實驗中，很難控制電路工作在諧振狀態下，只能控制其在諧振附近區域。下面對兩種工作狀態(容性和感性)進行分析比較。

逆變器工作在容性狀態下，開關管得到驅動信號先進行工作，由于是容性狀態，電流超前電壓，開關管先進入換流狀態，實現零電流關斷，后由自身反并聯二極管進行續流，當對角管的驅動信號來臨時，電路電流從二極管換流到對角管上，進行管間換流。

逆變器工作在感性狀態下，開關管得到驅動信號先進行工作，由于是感性狀態，電壓超前電流，開關管先進入換流狀態，后由對角管的反并聯二極管進行續流，當對角管的驅動信號來臨時，實現零電壓開通，電路電流從自身的二極管換流到開關管上，進行管內換流。

通過上面對逆變器工作在容性狀態和感性狀態分析可知，開關管在容性狀態下可以實現零電流關斷，開關管在感性狀態下可以實現零電壓開通。對于逆變器工作在容性狀態下，開關管是通過自身的反并聯二極管進行續流工作，而對角開關管開通時，電流是從另外兩個開關管的反并聯二極管換流過來的，屬于管間換流，這種換流容易造成上下管的直通的危險。對于逆變器工作在感性狀態下，開關管的換流都是自然換流，關斷損耗低。

綜上所述，應控制逆變器工作在感性狀態下，為了提高輸出功率，應控制逆變器工作在諧振附近，所以，控制逆變工作在弱感性的準諧振狀態。

2.4 功率閉環控制系統分析

功率閉環控制系統的框圖如圖5所示。

圖5 閉環控制系統框圖

功率閉環控制系統由相位限制電路和電流調節器兩個相互獨立的單閉環控制組成，控制過程如下：系統采用他激轉自激的啟動方式，剛開機逆變器從最高頻率往下掃描，輸出功率逐漸增大，負載電流不斷增大，當電流增大到電流給定值時，在電流PI調節器組成的電流單閉環控制下，使得負載電流穩定在給定值，即使負載電流出現了擾動，在電流閉環的作用下，最終也能夠穩定在給定值，此時逆變器工作在圖4所示的調功區域；當電流給定值不斷增加，電流PI調節器的作用下逆變器工作頻率也不斷降低，一旦頻率降低到接近諧振頻率而進入限相區域，相位限制電路馬上開始起作用，系統從電流單閉環控制切換到由相位限制電路組成的單閉環控制，相位限制電路其實也是一個PI調節器，在相位限制電路的調節下，逆變器被牢牢限制在離諧振頻率很近的弱感性狀態，無法落到危險的容性狀態；在限相區域，系統輸出最大功率，電流PI調節器已經不起作用，即使再增加電流給定值也無法使輸出功率增加，只有當電流給定值降低到剛進入限相區域所對應的數值以下時，電流PI調節器才重新起作用，系統又回到調功工作區域。這樣，就可實現了功率的全范圍連續調節，并且對于負載品質因數Q值較高的場合，較小的頻率變化即可得到較大范圍的功率調節，控制方案簡單有效。

3 實驗結果

研制出一臺輸出功率為2kW，工作頻率為30kHz的串聯感應加熱電源實驗樣機。有關試驗波形如圖6所示。 圖6(a)為弱感性狀態下，開關管驅動波形和漏源極電壓波形，在驅動電壓上升沿來臨之前，開關管的漏源極電壓已經降為零，實現了零電壓開通，在吸收電容的作用下，管子關斷時所產生的電壓尖峰也被很好地抑制顯示開關管為零電壓開通;圖6(b)為諧振狀態下輸出電壓電流波形，逆變器輸出方波電壓峰值為150V下，輸出正弦電流峰值為6A，可得出此時逆變器的輸出功率為573W，把電壓提高一倍到額定電壓，逆變器的輸出功率提高四倍，變為2292W，與本文設計的2kW的輸出功率接近；在圖6(c)中，控制過程如下：開機，限相PI調節器輸出低電平不激活，他激電路的作用下VCO的輸入電壓不斷下降，逆變器工作頻率慢慢降低，一旦頻率落到諧振點附近，限相PI調節器輸出變為高電平，掃頻結束，VCO的輸入由限相PI調節器的輸出決定；圖6(d)中電流PI調節器的控制過程與限相PI調節器類似，從兩個圖中可以看出，兩個PI的輸出均能穩定在某個值，閉環工作正常、穩定。

4 結論

針對中小功率的應用場合，研制了一臺30kHz/2kW的超音頻感應加熱電源。論文對比分析了串聯諧振和并聯諧振的優缺點，選擇了串聯諧振作為本文的電路拓撲結構；針對在全頻率范圍內功率不呈單調變化的情況，為了配合感性狀態下的更優換流方式，采用了把逆變器限制在弱感性準諧振狀態的限相策略，通過采樣逆變器輸出電流即可實現功率閉環控制，從而構成了本文的控制系統；通過實驗調試，四個功率開關管均實現了零電壓開通，有效減少了開關損耗，而且電流閉環工作穩定，功率連續可調，限相環節也可以把逆變器牢牢限制在弱感性的準諧振狀態，達到了預想的控制效果。

圖6 實驗結果