毫米波段渦旋電磁波天線陣與饋電網絡設計

姜澤鋒,鄧聯文,董 健,郭才彪

(1.中南大學 物理與電子學院,湖南 長沙 410083;2.中南大學 信息科學與工程學院,湖南 長沙 410083)

隨著無線通信技術的發展,頻譜資源越發緊張。對電磁波的幅度、相位、頻率而進行的振幅調制、相位調制和頻率調制方法已不能滿足日益增長的通信容量需求[1]。渦旋電磁波由于攜帶軌道角動量(OAM),且不同的OAM模式正交,可在同一頻率進行不同信息傳輸,有望得到應用而大幅提高無線通信容量。利用OAM作為新的調制自由度來解決頻譜資源日益緊缺問題,已成為通信技術領域的一個研究熱點[2-3]。

渦旋電磁波的波前相位面不是傳統的平面或者球面,而是沿傳播軸向具有螺旋狀等相位面的特殊結構。對OAM的研究起源于光學領域,1992年,荷蘭物理學家Allen等[4-5]發現拉蓋爾高斯光束在近軸傳播條件下攜帶OAM,經過二十多年的發展,OAM在光學領域已經被廣泛應用,如光通信、光學扳手等。Thide教授等[6]在2007年首次證明了使用相控天線陣能在無線電頻段產生攜帶軌道角動量的電磁波,并提出將OAM應用于無線通信的設想。Mohammadi等[7]進一步系統研究了天線陣數目、天線陣半徑對渦旋電磁波方向性的影響。2011年,Tohammadi和Thide在意大利進行了OAM的第一次室外無線通信實驗,使用螺旋拋物面天線產生了OAM模式為1的渦旋電磁波,通過八木天線接收,驗證了渦旋電磁波用于無線傳輸的可行性;在2012年他們進一步開展了電磁波的抗干擾性能驗證實驗,并發現OAM編碼技術與相位編碼技術可以兼容。

目前能產生OAM波束的方法有多種,如圓形相控陣天線、螺旋相位板、螺旋拋物面天線、介質諧振天線等[8-11]。相比其他OAM波束生成方法,圓形微帶天線陣具有結構簡單、質量小、易于制造等優點,也易與微帶傳輸線連接,對簡化饋電網絡設計有利[12]。根據圓形相控天線陣產生OAM波束理論,需要對每個天線單元饋以幅度相同、等相位差延遲的激勵;因此如何設計結構簡單、易于實現且相位精度高的饋電網絡是技術關鍵[13-14]。目前有關渦旋電磁波天線陣列的研究較多,周守利等[15]使用圓微帶貼片組成天線陣在C波段產生了渦旋電磁波;李強等[16]使用微帶貼片作為陣元組成天線,在L波段產生了渦旋電磁波;Deng等[17]使用Vivaldi天線作為陣元設計天線陣,在C波段產生了渦旋波束。但是上述三個團隊都只是限于天線陣列的設計,未進行天線陣與饋電網絡的聯合設計。本文采用高頻電磁仿真軟件HFSS,首次在毫米波段進行了微帶天線陣、微帶移相器和微帶功分器的聯合設計,饋電網絡結構簡單,呈中心對稱分布,只需要一個饋電端口,能產生模式為1且效果良好的螺旋相位分布;且通過背饋方式,能減少饋電網絡對輻射單元的干擾。

1 天線陣與饋電網絡設計

1.1 天線單元設計

本文在毫米波段設計微帶天線單元,為減少饋電網絡對輻射單元影響,降低陣元間耦合,使用同軸線對天線饋電。結構如圖1所示。

圖1 天線單元結構Fig.1 Structure of antenna element

通過微帶天線理論計算與優化參數,得到在33.07 GHz滿足設計要求的方形微帶天線的具體參數,如表1所示;其中L、W為地的長寬,L1與W1為貼片的長寬,同軸線中心離坐標原點距離為a,同軸饋線的內徑與外徑分別為r1與r2,使用銅作為同軸線的材料;介質基底使用相對介電常數為2.2的Roger RT,厚度為h1。

表1 工作在33.07GHz的微帶天線尺寸Tab.1 Microstrip antenna size at 33.07 GHz mm

圖2為微帶天線的回波損耗仿真結果,可見,天線單元在中心頻率 33.07 GHz的反射系數為-39 dB,-10 dB帶寬也較寬。圖3的電場輻射增益結果表明,該天線具有良好輻射能力,在z軸正方向輻射強度最大,最大增益為9.14 dB。

圖2 單元天線回波損耗圖Fig.2 Reflection coefficient of the antenna element

圖3 天線輻射圖Fig.3 Pattern of the antenna

1.2 天線陣與饋電網絡設計

天線陣與饋電網絡整體結構如圖4所示,組成依次為天線陣、介質板1、地板、介質板2、饋電網絡,天線陣由4個陣元組成,各單元中心距離坐標原點為R,為得到最佳渦旋效果,需要對圓形天線陣初始半徑R進行優化,通過仿真優化,最終確定半徑R=4.22 mm。兩個介質板都使用相對介電常數為 2.2的 Roger RT,其中介質1厚度為h1=0.254 mm,介質2厚度為h2=0.08 mm。饋電網絡通過同軸饋線穿過地板、介質板與天線單元相連,該設計可減少饋電網絡對輻射單元的影響。饋電網絡給每個天線單元提供了幅度相同,相位依次遞增的激勵。

基于均勻圓形天線陣產生渦旋電磁波的原理,產生模式為1的OAM波束需要對每個天線單元等幅信號饋電,且沿順時針方向,每個天線單元的相位為,N為天線陣元個數,l為產生的OAM模式數[13]。陣元個數N=4,OAM模式數l=1,沿順時針的每個天線單元的相位依次為0°,90°,180°,270°。

設計的饋電網絡結構如圖5所示,五個輸入輸出端口都使用50Ω阻抗匹配,其中信號由端口1輸入,由端口2、端口3、端口4、端口5分別對天線單元輸出饋電。B與A的距離為λg/4,λg為導波波長,為使端口3對端口2有90°相位延遲,在端口3與C點之間加入λg/4微帶移相器。連接端口4和5的微帶傳輸線,以A點為中心,與端口2和3所連的微帶傳輸線呈中心對稱分布,這種設計有利于減少端口間的相位誤差。

圖4 l=1的圓形天線陣與饋電網絡結構圖Fig.4 Configuration of circular antenna array andfeeding network forl=1

圖5 l=1的饋電網絡結構圖Fig.5 Configuration of feeding network forl=1

饋電網絡產生模式為1的電磁波的仿真結果如圖6所示,反射系數在指定帶寬內都低于-20 dB,在工作頻段傳輸系數都在-5.8 dB與-6.3 dB之間,誤差低于0.5 dB。相位誤差低于1°,證明相鄰的兩個端口間的相位延遲相同。

圖6 饋電網絡仿真結果Fig.6 Reflection coefficient of feeding network

2 結果分析

對饋電網絡與天線陣進行整體仿真,得到圖7所示的反射系數,中心頻率為33.22 GHz,最低反射系數為-20 dB,低于-10 dB帶寬為1.86 GHz,具有較寬工作頻率范圍;整體仿真的中心頻率相對于天線單元有一定的頻偏,但對整體工作頻率范圍影響不大。產生頻偏的原因一方面是受天線陣元之間耦合的影響,另一方面饋電網絡與天線陣阻抗匹配有一定誤差。通過圖8所示的輻射增益圖可見,在渦旋電磁波軸心處增益為-15 dB,最高增益在邊緣處為8.6 dB,符合渦旋電磁波的中心能量最低,邊緣能量高的物理特性。通過在表2中進行對比,相較于文獻[15]、[16]和[17]中在C、L波段設計的八元天線陣,本天線陣作為工作在毫米波段的四元天線陣,在增益與尺寸上更有優勢。

圖7 天線陣回波損耗圖Fig.7 Reflection coefficient of the antenna array

表2 幾種渦旋電磁波天線陣比較Tab.2 Performance comparison of several vortex electromagnetic antenna array

圖8 天線輻射圖Fig.8 Pattern of the antenna

圖9與圖10所示為傳播不同距離渦旋電磁波的電場輻射圖與相位分布圖,能明顯可見符合渦旋電磁波特點的低能量的輻射中心與螺旋相位條帶;且隨距離增加,渦旋波束的相位沒有明顯變化,但是電場輻射中心的能量越來越低。OAM是電磁場新的自由度,在接收端分辨不同模式的OAM是能夠進行正交復用的基礎。隨著傳輸距離不斷增加,除了能量的傳播損耗外,輻射中心的空洞也會由于渦旋電磁波固有屬性不斷變大,這要求設計巨大口徑的接收陣列與高增益天線。同時大氣對渦旋電磁波傳播的影響,也需要進一步研究與探討。

圖9 電場能量圖Fig.9 Electric field patterns

圖10 相位分布圖Fig.10 Phase distribution patterns

3 結論

本文首次在毫米波段提出了由微帶天線陣、微帶功分器、微帶移相器組成的渦旋電磁波產生系統。為減少天線單元間耦合,采用同軸線饋電;為減少饋電網絡對輻射單元的影響,通過地板將輻射單元與饋電網絡隔離;為簡化設計和保證相位精度,饋電網絡使用了中心對稱結構。設計的天線陣中心頻率為33.22 GHz,具有1.86 GHz帶寬;具有清晰電場奇點的電場輻射圖與螺旋結構相位分布圖表明,天線陣能產生模式為1的OAM波束;設計的天線陣與饋電網絡結構簡單,易于實現,在雷達成像和通信領域具有實際應用的潛力。