一種寬帶小型化雙定向耦合器設計*

王 楊，郭慶功，徐軍劍

0 引 言

雙定向耦合器是一種可同時監測信號的輸出功率和負載反射功率的元件。作為一種雙向性的功率耦合元件，雙定向耦合器的應用十分廣泛，是許多微波電路的重要組成部分。隨著短波、超短波通信設備的寬頻帶、小型化趨勢不斷向前發展，對定向耦合器的寬頻帶和小型化要求越來越高，使其成為該方向的研究熱點。鑒于平面電路便于加工、集成等特點，常采用微帶線或帶狀線設計定向耦合器。但是，在超短波頻段，基于傳統的1/4波長結構的微帶分支線、耦合微帶線定向耦合器結構本身尺寸較大。若要增加帶寬尺寸，勢必會增加小型化設計難度。不同結構的定向耦合器，小型化設計方法多種多樣。文獻[1]給出了一種分形Koch曲線的設計方法，在不改變微帶線特性阻抗的前提下，減小微帶線的長度，進而減小電路所占面積；文獻[2]提出使用彎曲耦合線的方法來減小耦合器尺寸；文獻[3]提出利用折疊耦合線來減小尺寸，但折線間直角連接會導致連接處不連續，進而引起反射；文獻[4]用對稱或非對稱T型傳輸線結構代替傳統λ/4傳輸線，達到了小型化耦合器的目的；文獻[5]采用對稱差分結構代替傳統的λ/4微帶線，減小了分支線定向耦合器所占面積；文獻[6]采用耦合傳輸線加載集總參數元件的方法，實現了定向耦合器的小型化設計；文獻[7]采用耦合帶狀線加載衰減網絡和彎曲耦合線的方法，實現了小型化設計。然而，文獻[1-3]采用小型化方法，當尺寸要求過小時，在超短波頻段容易造成傳輸線重疊和引起相互耦合；文獻[4-5]采用的方法，無法在超短波頻段實現如此寬的帶寬；而文獻[6-7]采用的小型化方法既可以滿足寬帶要求，又可以兼顧小型化設計。因此，這里選擇采用耦合傳輸線加載集總參數元件的方法進行設計。

相比于同頻段文獻[7]的設計，本文采用耦合微帶線加載均衡網絡，并將中心頻率設置在工作頻帶外，進一步縮小了尺寸，插損更小，方向性更好，耦合度不平坦度更優，適用性更強，且結構更簡單，成本更低。

1 理論分析

對于如圖1所示的耦合傳輸線雙定向耦合器，當④、⑤端口之間通過腔體隔離時，可看做是2個反向定向耦合器的級聯。因此，可利用定向耦合器理論來分析、設計該雙定向耦合器。正向傳輸時，①端口為輸入端，②端口為直通端，③、⑤端口為耦合端，④、⑥端口為隔離端；反向傳輸時，②端口為輸入端，①端口為直通端，④、⑥端口為耦合端，③、⑤端口為隔離端。

對于圖2所示的定向耦合器，其S參數矩陣[S4]如式（1）所示。由于理想情況下定向耦合器①、②、③端口匹配、④端口隔離，則必須滿足S11=S22=S33=S44=S14=0。

圖2 定向耦合器

根據奇偶模分析法[8]，由S11=(S11e+S11o)/2=0，可得特征阻抗與奇偶模阻抗之間的關系，即Zc2=ZceZco及耦合系數表達式，如式（4）所示。當θ=π/2時，此時電壓耦合系數為k0如式（5）所示。

將k0代入式（4），可得任意電長度平行耦合線的電壓耦合系數k，如式（6）所示。因此，可得任意電長度平行耦合線的耦合度c，如式（7）所示。由式（6）可知，當電長度θ=π/2時，耦合度存在理論上的最大值。越偏離中心頻率，耦合度越弱[9]。弱耦合情況下，中心頻率處耦合度最大，越偏離中心頻率，耦合度越弱，將中心頻率取在設計頻段外的高頻一側。這樣所需的耦合線的長度將成倍縮小，再通過在耦合端口增加均衡網絡，將工作頻帶內耦合度衰減到所需設計值，即可實現定向耦合器的寬帶、小型化設計。均衡網絡的主要作用是進行具有頻率選擇特性的幅度衰減，實質是提供一個與定向耦合器耦合端輸出的幅頻特性相反的網絡，用于補償輸出功率不平坦特性。

2 雙定向耦合器設計

由表1可知，該雙定向耦合器屬于弱耦合強度，可采用圖1所示結構，設計成2個單定向耦合器的級聯。具體地，選用F4B-2基片，材料屬性如表2所示。

表1 寬帶定向耦合器設計指標

表2 F4B2介質板的屬性

根據前述理論，對于弱耦合情況，只要將工作頻段置于中心頻率的左側，即可滿足頻帶內耦合度呈現一定的線性變化，同時可使中心頻率處對應的λ/4傳輸線長度成比例縮小。為滿足小型化設計要求，取單個定向耦合器的中心頻率為4.69 GHz，則耦合線長度為λg/4≈10.01 mm。

對于均衡網絡的設計，由于RL并聯電路具有低通特性，且其傳輸特性曲線斜率主要受電阻影響，可以作為均衡網絡的設計基礎。但是，R對均衡曲線的斜率調整不夠精細，故用π型衰減網絡代替電阻R，并在π型衰減網絡的下端增加一個用于選頻的LC網絡，進一步改善均衡曲線的線性均衡區域。由于均衡網絡難以做到低頻段零衰減，為保證加載均衡網絡后，低頻段的耦合度滿足設計要求，取耦合度為8.7 dB作為設計初始值。由電長度與頻率之間的關系，可得耦合度c與頻率的關系曲線，如圖3所示。

圖3 耦合度c與頻率f之間的關系曲線

利用ADS軟件確定耦合線線寬w=4.39 mm和線間距s=0.15 mm，由式（5）和Zc2=ZceZco，可得奇模和偶模阻抗分別為Zce=73.63Ω，Zco=33.95Ω，據此建立如圖1所示結構的HFSS仿真模型，并在雙定向耦合器的③、⑥端口增加均衡網絡，均衡網絡電路和耦合微帶線結構的HFSS、ADS聯合仿真（如圖4所示），均衡網絡的頻率特性曲線如圖5所示。

圖4 均衡網絡電路和耦合微帶線仿真設計

圖5 均衡網絡頻率特性曲線

由表1可知，該雙定向耦合器的方向性要求較高，而耦合微帶線定向耦合器由于奇偶模相速度不相等的問題，導致定向性不高。根據奇偶模相速度與有效介電常數、微帶線等效寬度之間的關系，通過調整主、副線間的線寬比例，可有效改善方向性[10]。經過優化后，仿真結果分別如圖6、圖7、圖8和圖9所示。

圖6 駐波系數仿真測試對比

圖7 耦合度仿真測試對比

圖8 插損仿真測試對比

圖9 方向性仿真測試對比

該雙定向耦合器耦合度為50 dB，屬于弱耦合，所以能量主要集中在主線中。計算它的功率容量，重點考慮主線功率容量即可。微帶線能夠承受的最大功率受限于由導體損耗和介質損耗引起的熱效應和介質擊穿效應。微帶線上主要存在兩種損耗，即由導體電導率有限引起的導體損耗αc和由介質不理想引入的介質損耗αd。導體損耗和介質損耗引起的電路溫升限制了微帶電路中的平均功率，而導體和接地板之間的介質擊穿，則限制了微帶電路中可能傳送的最大峰值功率。對給定材料屬性和尺寸的微帶線，能傳輸的最大平均功率，可根據式（8）計算，能夠承受的峰值功率可根據式（9）計算，其中Tmax表示基片正常工作能夠承受的最高溫度，Tamb表示工作區環境溫度，V0表示不產生介質擊穿的最高峰值電壓。詳細計算過程參見文獻[11-12]，該雙定向耦合器的平均功率容量曲線如圖10所示，對應的峰值功率是4.4 kW，均滿足設計要求。

圖10 平均功率容量曲線

經加工、調試后，最終尺寸為53.5 mm×40.6 mm×15 mm，使用TD3618C型矢量網絡分析儀對其進行測試，耦合度、方向性、駐波系數、傳輸損耗測試結果如圖6～圖9所示，均符合設計要求。

3 結 語

本文利用奇偶模分析和端口網絡分析，提出了一種弱耦合強度定向耦合器的寬帶、小型化設計方法，并根據耦合微帶線奇偶模相速度與等效寬度間的關系，提出了一種能夠有效改善方向性的設計方法，具有一定的借鑒意義。現對文獻[7]和國際知名廠商werlatone及IPP公司各一款頻段相近的定向耦合器的相關技術指標進行對比，結果如表3所示。由表3可知，本文設計的雙定向耦合器尺寸、平均功率容量、方向性都達到了werlatone與IPP的同等水平，且駐波系數、插損、耦合度指標更優；相比于文獻[7]設計的貼片式定向耦合器，除尺寸和駐波系數外，其他指標均優于其設計，實現了小型化、寬帶設計；若按照本文的設計方法，設計單定向耦合器，其尺寸亦比文獻[7]設計的尺寸更小。

表3 名稱產品性能對比

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