基于載波移相的MMC逆變器調制方法研究

孫黎，胡峰，馬成廉，趙書健

（1.華北電力大學電氣與電子工程學院，北京102206；2.東北電力大學電氣工程學院，吉林吉林132012）

隨著能源互聯網的高速發展，遠距離大容量輸電成為必不可少的工程。高壓直流輸電（high voltage direct current，HVDC）以其高效的輸送能力越來越受到關注。自1954年，世界上第一個直流輸電工程（瑞典本土至哥特蘭島的20 MW、100 kV海底直流電纜輸電）投入商業化運行以來，高壓直流輸電技術經歷了從基于汞弧閥換流技術的第一代直流輸電技術、基于晶閘管換流技術的第二代直流輸電技術，到20世紀90年代末，基于可關斷期間和脈沖寬度調制（PWM）技術的電壓源換流器（VSC）應用于直流輸電，稱之為柔性直流輸電技術，標志著第三代直流輸電技術的誕生[1]。在近十多年來，柔性直流輸電技術受到了工程技術人員的廣泛關注，對其理論研究及工程應用是現階段高壓直流輸電技術的熱點問題[2-3]。對作為柔性直流輸電技術的核心的VSC換流器的研究，是高壓直流輸電的重要內容[4-6]。

現有柔性直流輸電工程采用的VSC結構主要有3種，即兩電平換流器、二極管箝位型三電平換流器和模塊化多電平換流器（MMC）。相對于前2種拓撲結構，MMC結構具有制造難度下降、損耗成倍下降、階躍電壓降低、波形質量高、故障處理能力強等優勢，越來越多地應用于高壓直流輸電工程。對MMC換流器的研究，主要從拓撲結構、調制策略、控制策略等方面進行分析改進，并取得了很好的效果。目前，MMC可選用的子模塊結構有半橋子模塊（HBSM）、全橋子模塊（FBSM）和雙箝位型子模塊[7]（CDSM）3種主要拓撲結構。文獻[8]分析了基于箝位雙子模塊的MMC-HVDC正常自勵起動過程；設計了3種可控充電方法來對電容繼續充電，以便獲取足夠的能量；文獻[9]提出了一種改進的復合子模塊拓撲結構（IHSM拓撲），解決了CDSM中電容并聯耦合及半橋型拓撲中橋臂短路問題；文獻[10-12]針對全橋型拓撲結構進行了改進，并對單元電容參數進行了合理的設計，給出了一種簡單有效的電壓控制策略及橋臂電感參數的選取依據；文獻[13-14]提出了箝位式雙子模塊與半橋子模塊混合級聯、半橋與全橋子模塊混合級聯的方式改進的拓撲結構；文獻[15]提出一種基于循環嵌套機理的MMC拓撲，其電平輸出能力得到顯著提升。目前常用的MMC調制方式主要分為脈寬調制（PWM）方式和階梯波調制（staircase modulation）方式。文獻[16]對MMC可以使用的幾種調制策略進行了比較。文獻[17]提出了一種適用于MMC的快速PWM調制方法，具有簡單、快速、占用較少硬件資源的特點。文獻[18]提出了根據是否需要對子模塊電容電壓排序，將MMC分為計算投入子模塊個數調制策略和載波移相調制策略。文獻[19]提出了基于載波移相調制的新型冗余保護策略。文獻[20]對比分析了VSC和MMC 2種拓撲結構的優缺點。文獻[21]提出了一種適用于模塊化多電平換流器高壓直流輸電系統數模混合仿真的功率接口算法。以上文獻對MMC換流器的拓撲結構、調制策略等方面進行了研究和改進，但對載波移相調制方式的特點及適用范圍并沒有具體說明。

本文首先對MMC型換流器的拓撲結構和工作原理進行了闡述，然后對MMC換流器的調制方式，特別是在低電平環境下基于PWM的載波移相調制方式進行了理論分析。在Simulink環境下，分別搭建5、7、9電平的MMC直流輸電模型進行仿真對比分析計算，驗證理論分析的結果，并對載波移相調制方式進行了客觀的評價。

1 MMC換流器的拓撲結構及工作原理

三相MMC換流器的通用拓撲結構[22]如圖1所示。此MMC換流器共有6個橋臂，每相由上、下2個橋臂構成，每個橋臂都由n個SM子模塊。常見的子模塊拓撲，有半橋型子模塊、全橋型子模塊和雙箝位型子模塊。其中，工程中普遍應用的是結構簡單的半橋型子模塊，但由于需要依靠交流斷路器實現切除故障電流，故其不具備直流故障穿越能力[23-25]。雖然全橋型和雙箝位子模塊皆具有直流故障穿越能力，但由于投資和運行損耗較大，目前尚無工程應用。本文應用Matlab中Simulink模塊進行電磁暫態仿真，此模塊功能強大，可適用于多種情況下進行電力系統暫態、電氣設備的仿真計算研究[26-28]。

圖1 三相MMC通用結構圖Fig.1 Three-phase MMC topology

SM子模塊的結構如圖2所示，內部包含有2組IGBT和續流二極管以及一個儲能電容，與外部電源相并聯的還有一個晶閘管K2和一個高速旁路開關K1，用于在電路出現故障時保護子模塊不被損壞。圖中R是子模塊電容的并聯電阻，用于電容靜態均壓和MMC閉鎖后電容的緩慢放電，其阻值很大，幾乎對電容穩態特性無影響，故除特定場合，一般仿真中不體現。

圖2 半橋型子模塊結構圖Fig.2 Schematic of the half-bridge sub-module

通過給IGBT施加不同的觸發信號，對應的每個子模塊就有3種不同的工作狀態：

1）圖3所示的是投入狀態，此狀態下是對上橋IGBT施加開通信號，下橋IGBT施加關斷信號。圖3（a）所示的電流方向下，電流只能通過上橋續流二極管；圖3（b）所示的電流方向下，上橋IGBT和下橋續流二極管都可以流過電流，可是由于在外部系統施加電壓的情況下，內部儲能電容充電，使得p點的電位升高，實際上只有上橋IGBT可以流過電流。這種對上、下橋IGBT施加信號的方式使得電流始終通過儲能電容和子模塊上半橋，因此子模塊的輸出電壓近似等于儲能電容兩端的電壓。

圖3 投入狀態及電流流通路徑Fig.3 Input state and current flow path

2）圖4所示的是切除狀態，此狀態下是對上橋IGBT施加關斷信號，對下橋IGBT施加開通信號。圖4（a）所示的電流方向下，上橋續流二極管和下橋IGBT都可以流過電流，但是由于電流通過儲能電容使得p點和q點的電位近似相等，儲能電容電流的存在使得上橋續流二極管處于反向截止狀態，因此只有下橋IGBT流過電流；圖4（b）所示的電流方向下，電流只能流過下橋續流二極管。因此在這種工作狀態下，電流始終通過子模塊下橋流通，子模塊的輸出電壓可以近似地看作0。

圖4 切除狀態及其電流流通路徑Fig.4 Resection state and its current flow path

3）圖5所示的是閉鎖狀態，此狀態下是對上、下橋IGBT同時施加關斷信號。如圖5（a）所示的電流方向下，電流只能經過上橋續流二極管流通；圖5（b）所示的電流方向下，電流只能經過下橋續流二極管流通。由于這種狀態下上、下橋IGBT都被施加關斷信號，因此該電路處于閉鎖狀態。該狀態主要出現在系統啟動、故障以及開關死區階段。

由于開關死區的時間極短，所以在正常工作條件下可以不考慮子模塊的閉鎖狀態，因此MMC換流器在正常工作方式下，子模塊的工作方式只在投入狀態和切除狀態之間轉換，上、下2個橋臂做互補的通斷狀態。在模塊化多電平換流器的拓撲結構中，每相上、下2個橋臂構成一個相單元，在直流側3個相同的相單元并聯構成總直流電壓。為了保持總直流電壓穩定并且能夠得到最大的直流電壓，每個相單元中投入運行的子模塊一般為n個，即相單元總子模塊數的一半。通過改變上、下橋臂投入運行的子模塊分布情況可以得到所需的MMC換流器輸出電壓。這樣，對于任意一個橋臂來說，其運行的子模塊數可以是0個、1個直至n個，每相最多可以得到（n+1）個輸出電平。

圖5 閉鎖狀態及其電流流通路徑Fig.5 Blocking state and its current flow path

通過上述對MMC換流器結構及運行特性的分析，得到MMC正常工作的2個條件：1）維持直流電壓不變，即在直流側3個相同的相單元并聯構成總直流電壓。為了保持總直流電壓穩定并且能夠得到最大的直流電壓，每個相單元中投入運行的子模塊一般為n個，即為相單元總子模塊數的一半。通過改變上、下橋臂投入運行的子模塊分布情況，可以得到所需的MMC換流器輸出電壓。2）三相交流電壓的輸出，通過相單元分配上、下橋臂投入的子模塊數來實現對換流器輸出電壓的調節。

2 基于CPS-SPWM的MMC換流器調制方式

2.1 調制方式的介紹

控制器根據設定的有功功率、無功功率或直流電壓等指令計算出需要電壓源換流器輸出的交流電壓波，稱之為調制波（工頻正弦電壓波）。MMC的調制方式就是，如何通過控制子模塊的開斷，即子模塊的投入和切除，使得輸出的交流電壓波形逼近調制波。一個好的調制方式應該滿足以下幾個要求：1）較好的逼近調制波能力；2）含有較小的諧波分量；3）含有較少的開關頻率；4）具有較快的響應能力；5）需要較少的計算量。顯然，要滿足以上幾個要求是很困難的，所以必須根據具體的應用領域，選擇能夠盡量多滿足以上條件的調制方式。

目前，常用的MMC調制方式主要有兩大類：脈寬調制（PWM）方式和階梯波調制（staircase modulation，SM）方式。PWM方式是兩電平電壓源型換流器（VSC）常用的調制方式，在傳統的二極管箝位和電容箝位多電平換流器中得到廣泛的應用。其原理是利用半導體器件的開通和關斷把直流電壓變成一定形狀的電壓脈沖序列，以實現變頻、變壓，控制或消除諧波為目標的技術。PWM方式跟蹤調制波性能好，實現簡單，能夠明顯改善低電平換流器的輸出特性，因此在低電平換流器中得到廣泛的應用。針對MMC型換流器的結構特點，在傳統的PWM調制方式的基礎上改進，得到適用于MMC的正弦載波移相脈寬調制（CPS-SPWM）方式，是本文研究的主要內容。

載波移相脈寬調制是PWM技術的擴展，其優點是在不提高開關頻率的條件下使等效開關頻率提高n倍，從而大大減小了輸出諧波。同時，由于橋臂上所有的子模塊采用同一個調制波和同頻率的載波，開關器件的使用率和子模塊間的損耗分布都比較均勻。

2.2 載波移相正弦脈寬調制原理

假設每個橋臂含有n個子模塊，因此采用n組三角波作為載波，可以得到每相載波之間的移相角度θ=2π/n。然后n組三角載波與同一條正弦調制波相比，得到n組PWM調制波開關信號，分別驅動MMC換流器每個橋臂上的n個子模塊。上、下橋臂的調制波反向，保證任意時刻投入的子模塊個數互補且等于n，三相中的每相調制波之間相差2π/3，最后輸出的相電壓波形是由n組調制波開關信號波形疊加而成。首先以單相5電平MMC換流器為例，對CPS-SPWM的原理進行具體說明。

如圖6（a）所示，調制波不變，每個載波依次移相90°，通過調制波與載波比較，得到4個SM子模塊的觸發信號，如圖6（b）所示。將觸發信號疊加，得到上橋臂的正弦觸發信號，如圖6（c）所示。

圖6 5電平CPS-SPWM調制原理Fig.6 Principle of 5 level CPS-SPWM modulation

3 基于CPS-SPWM三相MMC換流器逆變過程的MATLAB仿真

應用第3節對載波移相技術的原理分析，在MATALB的SIMULINK環境下，根據圖1所示拓撲結構，分別對三相5、7、9電平MMC換流器的逆變過程進行仿真計算（仿真時長為0.05 s），并與理想輸出交流輸出電壓波形進行對比，仿真結果如圖7—圖10所示。

圖7 三相5電平MMC逆變輸出電壓波形Fig.7 Output voltage waves of the three-phase 5-level MMC inverter

圖8 三相7電平MMC逆變輸出電壓波形Fig.8 Output voltage waves of the three-phase 7-level MMC inverter

圖9 三相9電平MMC逆變輸出電壓波形Fig.9 Output voltage waves of the three-phase 9-level MMC inverter

圖10 MMC逆變與實際輸出電壓對比波形Fig.10 Comparison of waves of the MMC inverter output and the actual output

由圖7—圖10可知，基于載波移相技術的調制方式，在低電平環境下，能夠使三相MMC逆變輸出電壓仿真曲線很好地追蹤三相正弦交流電壓的波形特征。如表1所示，隨著仿真電平數的增加，諧波降低；仿真運算隨電平數的增加，復雜度增大，實際運算時間增加，對于現階段仿真幾十到幾百電平的仿真模型來說，計算機運算時間過長，不利于仿真研究；采用載波移相技術，根據子模塊的個數，調整PWM中的載波的移相，對于多電平的高壓直流輸電系統擴容增加電平數時，需要調整2n個PWM的載波，增加了擴容的復雜度。

表1 三相5、7、9電平MMC換流器逆變運行諧波量與運算時間對比Tab.1 Comparison of harmonic and operation time in the inverter operation of the three-phased MMC inverter of Level 5，Level 7 and Level 9.

4 結論

本文通過對MMC換流器的拓撲結構、工作原理的介紹，研究了低電平MMC換流器基于PWM的載波移相技術調制方式。通過理論分析及仿真計算，得出以下結論：

1）應用于直流輸電的基于載波移相技術的調制方式，跟蹤調制波性能好，在不增加開關頻率的前提下，使等效開關頻率增加n倍，能夠明顯改善低電平換流器的輸出特性，有助于研究低電平數的MMC-HVDC換流器內部特性。

2）對于現階段大容量多電平HVDC的特性來說，CPS-SPWM調制方式計算量大且復雜度增加，不利于擴容，故不適用與高電壓大容量直流輸電系統。

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