基于軟開(kāi)關(guān)MERS PFC電路拓?fù)浼靶阅芊治?/h1>
2017-11-14 03:26:57程苗苗劉治國(guó)涂春鳴張忠杰包躍躍
電力系統(tǒng)及其自動(dòng)化學(xué)報(bào) 2017年10期
程苗苗，劉治國(guó)，涂春鳴，張忠杰，包躍躍
（湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，長(zhǎng)沙 410082）
基于軟開(kāi)關(guān)MERS PFC電路拓?fù)浼靶阅芊治?/p>
程苗苗，劉治國(guó)，涂春鳴，張忠杰，包躍躍
（湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，長(zhǎng)沙 410082）
由于電流連續(xù)型功率因數(shù)校正（CCM PFC）電路能夠最大限度地減少網(wǎng)側(cè)電流諧波以及提高網(wǎng)側(cè)的輸入功率因數(shù)，被廣泛地應(yīng)用于各種功率變換器的前端電路結(jié)構(gòu)中。文中基于電感電容諧振的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，提出了一種新型的CCM PFC電路拓?fù)洹拍芑貜?fù)開(kāi)關(guān)型功率因數(shù)校正（MERS PFC）電路。通過(guò)合理的控制，該電路不僅具有較高的輸入功率因數(shù)，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了全功率開(kāi)關(guān)器件的零電流開(kāi)通及零電壓關(guān)斷。其次，文中對(duì)所提出的電路拓?fù)浣㈦姎饽Ｐ停敿?xì)分析了每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電壓電流工作特性，推導(dǎo)出其升壓比計(jì)算公式，仿真驗(yàn)證了建模以及公式推導(dǎo)的正確性。在此基礎(chǔ)上，文中詳細(xì)討論了所提出的MERS PFC電路的工作性能。計(jì)算表明，在開(kāi)關(guān)頻率為10 kHz時(shí)，該電路的功率器件損耗比傳統(tǒng)boost PFC電路減少了約39%，具有更高的效率。同時(shí)，在同樣的參數(shù)條件下，和傳統(tǒng)的boost PFC電路相比，所提出的新型結(jié)構(gòu)具有更高的升壓能力。最后，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出的MERS PFC電路及其軟開(kāi)關(guān)工作特性。
電路拓?fù)洌还β室驍?shù)校正；軟開(kāi)關(guān)技術(shù)；性能分析
隨著開(kāi)關(guān)電源、不間斷電源等電力電子設(shè)備的廣泛應(yīng)用，電網(wǎng)電流的諧波問(wèn)題日趨嚴(yán)重。這個(gè)問(wèn)題已經(jīng)引起了普遍的關(guān)注[1-4]。功率因數(shù)校正PFC（power factor correction）技術(shù)因其能減少電流的諧波含量和提高電網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)成為新的研究熱點(diǎn)。然而，傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路因其開(kāi)關(guān)采用硬開(kāi)關(guān)技術(shù)，隨著開(kāi)關(guān)頻率的增加，電路的開(kāi)關(guān)損耗、二極管的反向恢復(fù)損耗和電磁干擾逐漸增大，為解決這些問(wèn)題，提出各種軟開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中在主電路開(kāi)關(guān)器件中增加一個(gè)輔助換相電路來(lái)實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)或零電流開(kāi)關(guān)方法引起學(xué)者們的關(guān)注和研究。這種通過(guò)輔助換相電路實(shí)現(xiàn)主電路開(kāi)關(guān)器件的軟開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，雖然使主開(kāi)關(guān)器件實(shí)現(xiàn)了軟開(kāi)關(guān)特性，但是輔助開(kāi)關(guān)器件仍然采用的硬開(kāi)關(guān)技術(shù)，不能很好地減少開(kāi)關(guān)損耗，提高效率，同時(shí)這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的控制難度增加[5-8]。
另一方面，新型的軟開(kāi)關(guān)電路拓?fù)鋯卧拍芑貜?fù)開(kāi)關(guān)MERS（magnetic energy recovery switch）被提出并得到廣泛關(guān)注[9-11]。該電路利用電感和MERS內(nèi)置電容的諧振從而實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)的零電壓關(guān)斷以及零電流開(kāi)通，大大降低開(kāi)關(guān)損耗[9]。本文將其用于傳統(tǒng)的升壓PFC電路中，研究MERS在功率因數(shù)校正方面的應(yīng)用，以實(shí)現(xiàn)電流連續(xù)模式下的軟開(kāi)關(guān)功率因數(shù)校正電路。文中首先對(duì)MERS PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及軟開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)進(jìn)行了分析，仿真結(jié)果驗(yàn)證了MERS PFC在實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了功率管零電壓關(guān)斷、零電流開(kāi)通的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，其次，對(duì)所提出的MERS PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行簡(jiǎn)化并建立電氣模型，詳細(xì)分析其在每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電壓電流特性，推導(dǎo)出其升壓比計(jì)算公式，仿真結(jié)果驗(yàn)證了建模和公式推導(dǎo)的正確性。在此基礎(chǔ)上，分析討論了MERS PFC電路的工作性能。最后，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了MERS PFC電路能實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正及其軟開(kāi)關(guān)工作特性。
1 MERS PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及軟開(kāi)關(guān)工作過(guò)程分析
1.1 MERS PFC電路
如圖1所示，在傳統(tǒng)的升壓型功率因數(shù)校正電路（boost PFC）的基礎(chǔ)上，把boost電路中的功率管換成具有軟開(kāi)關(guān)特性的MERS，從而構(gòu)建一種新型的功率因數(shù)校正電路，簡(jiǎn)稱(chēng)MERS PFC，其中MERS結(jié)構(gòu)由一個(gè)小電容、兩個(gè)功率管和兩個(gè)二極管構(gòu)成。
圖1 MERS PFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of MERS PFC circuit
1.2 MERS PFC電路軟開(kāi)關(guān)工作過(guò)程
MERS PFC電路軟開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)主要包括電容放電模式、并聯(lián)傳導(dǎo)模式、電容充電模式和MERS旁路模式4個(gè)階段，如圖2所示。
電容放電模式：假設(shè)MERS中的電容先預(yù)存電荷，當(dāng)開(kāi)關(guān)S1和S2開(kāi)通時(shí)，電容開(kāi)始放電，由于電感Ls的限流作用，使通過(guò)MERS的電流從0開(kāi)始逐漸上升，從而實(shí)現(xiàn)了零電流開(kāi)通。電容放電結(jié)束后，進(jìn)入并聯(lián)傳導(dǎo)模式，電容電壓維持為零電壓，電流分別通過(guò)S1和D2、S2和D1形成回路，此時(shí)通過(guò)開(kāi)關(guān)S1或S2的電流為MERS輸入電流的一半，直到S1和S2關(guān)斷，該階段結(jié)束。電容放電模式：開(kāi)關(guān)S1和S2關(guān)斷，電流經(jīng)二極管D1和D2對(duì)電容進(jìn)行充電，電容電壓從零開(kāi)始迅速增加，從而實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。MERS旁路模式：MERS被旁路，電流全部通過(guò)輸出二極管對(duì)負(fù)載和濾波電容供電。這一階段維持到下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。
圖2 基于MERS的軟開(kāi)關(guān)電路的狀態(tài)分析Fig.2 State analysis of MERS-based soft-switching circuit
2 MERS PFC電路仿真驗(yàn)證
本文采用PSIM軟件進(jìn)行仿真，對(duì)所提出電路的功率因數(shù)校正以及軟開(kāi)關(guān)工作特性進(jìn)行驗(yàn)證。根據(jù)如圖1所示的主電路圖搭建仿真模型，電路仿真參數(shù)如表1所示。
表1 MERS PFC電路仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters of MERS PFC circuit
在控制方法上，本文采用了預(yù)測(cè)占空比控制[12-13]，通過(guò)計(jì)算出合理的占空比來(lái)提高輸入功率因數(shù)。仿真結(jié)果如圖3和圖4所示。
圖3是輸入電壓uac和輸入電流iac波形，從圖3的仿真結(jié)果可以看出uac和iac基本保持同相位，測(cè)得功率因數(shù)為0.99。
圖3 輸入電壓和電流波形Fig.3 Waveforms of input voltage and input current
圖4是在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)MERS中各部分的電壓電流波形，由圖4的仿真結(jié)果可知，在MERS電容電壓為零的這一區(qū)間里實(shí)現(xiàn)了MERS中功率管的零電壓關(guān)斷，由于MERS結(jié)構(gòu)前電感Ls的限流作用，使流過(guò)MERS的電流從0逐漸上升，從而實(shí)現(xiàn)了功率管的零電流開(kāi)通。
圖4 每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的各部分電壓、電流波形Fig.4 Waveforms of voltage and current of different parts in every switching cycle
從圖3和圖4仿真結(jié)果表明，采用預(yù)測(cè)占空比控制的MERS PFC電路不僅能夠?qū)崿F(xiàn)單位功率因數(shù)，而且實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)器件的軟開(kāi)關(guān)特性，從而降低電路的開(kāi)關(guān)損耗，提高了效率；同時(shí)，軟開(kāi)關(guān)技術(shù)減小了對(duì)功率器件的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力，并大大減小了電路的電磁干擾EMI。
3 電氣建模及電路性能分析
從圖2可以看出，基于MERS結(jié)構(gòu)的軟開(kāi)關(guān)電路的工作狀態(tài)在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)有4個(gè)階段，因此可以分別根據(jù)這4個(gè)階段的電壓電流特性建立起基于MERS軟開(kāi)關(guān)電路的電氣模型。為了討論問(wèn)題的方便，將MERS PFC電路的不可控整流輸出的脈動(dòng)直流電壓用一恒定的電壓源替換，即構(gòu)建基于MERS的boost電路，簡(jiǎn)稱(chēng)MERS boost變換器，如圖5所示。
圖5 MERS boost變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.5 Topology of MERS boost converter
本文以MERS boost變換器為例建立基于MERS軟開(kāi)關(guān)電路的電氣模型。
3.1 基于MERS軟開(kāi)關(guān)電路的電氣建模
在電流連續(xù)模式下，假設(shè)輸出濾波電容很大，使輸出電壓Udc保持恒定，同時(shí)假設(shè)輸入電壓E保持恒定，則在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)基于MERS的軟開(kāi)關(guān)電路仿真的電感電流、輸出電壓及MERS電容電壓的波形如圖6所示，其中，Udc為輸出電壓，uC為MERS電容電壓。
圖6 電感電流和電壓波形Fig.6 Waveforms of induction current and voltage
文中首先根據(jù)MERS boost電路每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的電壓和電感電流的工作特性推導(dǎo)出電感電流在圖2所示的每一階段結(jié)束后的數(shù)學(xué)公式。
3.1.1 電容放電模式
MERS內(nèi)置小電容放電，其放電所產(chǎn)生的能量轉(zhuǎn)移到電感L上，則有
式中：uL為輸入電感電壓；E為輸入直流電壓；iL為輸入電感電流；L為輸入電感。聯(lián)立式（1）和式（2）可以推出
假設(shè)電感電流初始值為iL（t0），結(jié)合圖6可知其初始條件為
求解以上微分方程，從而得到MERS經(jīng)電容放電模式結(jié)束時(shí)的電感電流iL（t1）為
式中，Tdis=t1-t0為MERS中電容放電所需時(shí)間。
3.1.2 并聯(lián)傳導(dǎo)模式
此時(shí)電容電壓為0，直流電源E對(duì)電感充電。可得并聯(lián)傳導(dǎo)模式結(jié)束時(shí)的電感電流iL（t2）為
式中，d為占空比。
3.1.3 電容充電模式
當(dāng)開(kāi)關(guān)管S1和S2關(guān)斷后，直流電源通過(guò)電感和二極管D1、D2對(duì)MERS中電容進(jìn)行充電，在這一階段有
該階段的初始條件為
求得電容充電模式結(jié)束時(shí)的電感電流iL（t3）為
式中，Tcha=t3-t2為MERS中電容充電所需時(shí)間。
3.1.4 MERS旁路模式
此時(shí)電容電壓為輸出電壓Udc，直流電源和電感一起對(duì)負(fù)載放電，求得該階段結(jié)束時(shí)的電感電流iL（t4）為
在電流連續(xù)模式下，式（5）、式（6）、式（9）和式（10）分別為MERS PFC電路在每個(gè)階段結(jié)束時(shí)的電感電流的理論公式。
其次，根據(jù)已知條件推導(dǎo)出穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)電感電流在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的最小值iL（t0）、最大值iL（t2）跟輸入直流電壓E和輸出電壓Udc的關(guān)系。
當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，上一開(kāi)關(guān)周期結(jié)束后的電感電流iL（t4）也就是下一開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始的電感電流iL（t0），故有
聯(lián)立式（5）、式（6）、式（9）～式（11），可以推出iL（t0）關(guān)于輸入直流電壓E和輸出電壓Udc的函數(shù)，即
其中：
根據(jù)式（5）和式（6）可求得最大值iL（t2）與輸入直流電壓E和輸出電壓Udc的關(guān)系。
最后，由有效值定義計(jì)算出每個(gè)開(kāi)關(guān)周期電流的有效值，理論上，該有效值應(yīng)與據(jù)功率守恒計(jì)算出來(lái)的有效值相等，從而推導(dǎo)出其升壓比公式。
由于MERS中小電容充放電時(shí)間比較短，因此在圖6所示的仿真圖中，從t0到t1、t2到t3這兩段時(shí)間內(nèi)，這兩段電感電流的變化用直線來(lái)近似描述，那么電感電流在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)波形為如圖7所示的三角波。
圖7 電感電流波形近似Fig.7 Approximation of induction current waveforms
根據(jù)圖7，由有效值定義，推導(dǎo)出電感電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的有效值iL，rms為
將式（6）和式（12）代入到式（13）中，即可得到電感電流有效值iL，rms是關(guān)于輸出電壓Udc和輸入直流電壓E和占空比d的方程。
根據(jù)功率守恒可以求得理想的電感電流有效值為
由式（13）和式（14）可知
從而得到輸出電壓Udc是關(guān)于輸入電壓E、負(fù)載電阻R和占空比d的函數(shù)。
通過(guò)理論分析得出，在電流連續(xù)模式下，當(dāng)占空比一定時(shí)，輸出電壓隨著負(fù)載電阻R變化而變化，當(dāng)負(fù)載電阻R一定時(shí)，其輸出電壓隨著占空比變化而變化。
3.2MERS PFC性能分析
3.2.1 升壓比特性
對(duì)圖2所示MERS PFC的工作狀態(tài)進(jìn)行分析，在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，MERS結(jié)構(gòu)中的小電容在開(kāi)通期間將儲(chǔ)存的能量轉(zhuǎn)移到電感上，在關(guān)斷期間將該能量轉(zhuǎn)移到輸出側(cè)，因此，與傳統(tǒng)功率因數(shù)校正電路相比，在同樣的占空比情況下，所提出的MERS PFC電路具有更高的升壓比。
本文對(duì)如圖5所示的MERS boost變換器與傳統(tǒng)boost變換器進(jìn)行仿真分析來(lái)比較其升壓比特性，從而推導(dǎo)出MERS PFC電路和傳統(tǒng)boost PFC電路的升壓比性能。仿真參數(shù)見(jiàn)表2。
表2 MERS boost電路仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters of MERS boost circuit
根據(jù)理論公式（15）可知MERS boost變換器輸出電壓隨著負(fù)載電阻和占空比的變化而變化，假設(shè)占空比d取恒定值，如取d=0.5，觀察MERS boost變化器升壓比隨負(fù)載電阻的變化情況，如圖8所示。
圖8 固定占空比條件下，升壓比隨著負(fù)載變化情況Fig.8 Changes of boosting ratio with load at the same duty cycle
從圖8可以看出，MERS boost變換器仿真結(jié)果與數(shù)學(xué)建模得到的理論計(jì)算分析結(jié)果基本吻合，從而驗(yàn)證了MERS boost變換器電氣模型的正確性。在負(fù)載R=300 Ω左右時(shí)，MERS boost變換器的升壓比是傳統(tǒng)boost變換器的2倍左右，且隨著負(fù)載電阻增大，MERS boost變換器與傳統(tǒng)boost變換器的升壓比差異越大。
為了討論升壓比與占空比的關(guān)系，假設(shè)負(fù)載R=200 Ω，當(dāng)占空比從0.1逐漸變化到0.9時(shí)，其升壓比的變化情況如圖9所示。
圖9 固定負(fù)載電阻條件下，升壓比隨占空比的變化情況Fig.9 Changes of boosting ratio with duty cycle with the same load resistance
從圖9可以看出，在電阻一定時(shí)，MERS boost變換器的升壓比隨著占空比增加而升高，當(dāng)d=0.5時(shí)，MERS boost變換器的升壓比是傳統(tǒng)的1.7倍左右，且隨著占空比的增加升壓比逐漸增大。這一結(jié)果說(shuō)明了MERS PFC電路在升壓比這一性能上優(yōu)于傳統(tǒng)的boost PFC電路，仿真和計(jì)算結(jié)果的高度吻合證明了對(duì)MERS的軟開(kāi)關(guān)電路的電氣建模的正確性。
圖10（a）是在占空比固定的條件下，升壓比隨Cs的變化情況。由圖10（a）可知，在占空比固定時(shí)，同一負(fù)載，不同的Cs值，其升壓比變化不同，升壓比隨著Cs增大而增大。圖10（b）是在負(fù)載電阻固定條件下，升壓比隨Cs變化情況。從圖10（b）可以看出，在固定負(fù)載電阻條件下，同一占空比時(shí)，Cs電容值增大，升壓比越大。以上仿真結(jié)果表明了MERS boost變換器的升壓比比傳統(tǒng)boost電路要高，且隨著MERS內(nèi)置電容Cs值的增大而愈明顯。
然而，MERS中電容Cs值越大，電容Cs兩端電壓峰值會(huì)很大，對(duì)器件的選擇有一定的限制，因此應(yīng)該結(jié)合兩方面的因素合理選擇電容Cs值。
圖10 升壓比隨不同Cs值的變化情況Fig.10 Changesofboostingratiowithdifferentvaluesof Cs
3.2.2 開(kāi)關(guān)器件損耗
功率管和二極管損耗主要由開(kāi)通損耗Pon、關(guān)斷損耗Poff和導(dǎo)通損耗Pcon3部分組成，其公式[14]分別為
式中：VFR為正向恢復(fù)最大電壓；VF為正向?qū)▔航担籌F為正向?qū)娏鳎籺fr為正向恢復(fù)時(shí)間關(guān)斷損耗；Qrr為反向恢復(fù)電荷；VR為反向恢復(fù)電壓；Kf為二極管反向恢復(fù)電流的溫度系數(shù)；irrm為反向恢復(fù)電流；trr為反向恢復(fù)時(shí)間；Id為通過(guò)二極管電流的平均值。
功率管IGBT的損耗計(jì)算公式為
式中：Eon為開(kāi)通損耗，mJ；Eoff為關(guān)斷損耗，mJ；VCE為導(dǎo)通時(shí)IGBT集電極與發(fā)射極管壓降；ic為通過(guò)IGBT的集電極平均電流。
根據(jù)MERS PFC的仿真結(jié)果，結(jié)合型號(hào)為RHRP30120的快恢復(fù)二極管和FGA25N120ANTD的IGBT數(shù)據(jù)手冊(cè)，計(jì)算出MERS PFC和傳統(tǒng)boost PFC電路的開(kāi)關(guān)器件損耗如表3所示。
表3 MERS PFC和boost PFC電路開(kāi)關(guān)器件損耗Tab.3 Loss of switching device for MERS PFC and boost PFC circuits
從表3結(jié)果可以看出，在開(kāi)關(guān)頻率為10 kHz時(shí)，雖然MERS PFC電路比傳統(tǒng)boost PFC電路需要更多數(shù)量的開(kāi)關(guān)器件，但在開(kāi)關(guān)器件損耗方面，MERS PFC電路比傳統(tǒng)的boost PFC電路減少了31.06 W，與傳統(tǒng)boost PFC開(kāi)關(guān)器件相比減少了約39%的損耗。進(jìn)一步計(jì)算在不同的開(kāi)關(guān)頻率下，兩種電路開(kāi)關(guān)器件損耗如圖11所示。
圖11 開(kāi)關(guān)器件損耗隨著開(kāi)關(guān)頻率變化情況Fig.11 Changes of loss of switching device with the switching frequency
從圖11中可以看出，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率小于1.1 kHz左右，MERS PFC電路開(kāi)關(guān)器件損耗和傳統(tǒng)的boost PFC電路開(kāi)關(guān)器件損耗近似相等；在開(kāi)關(guān)頻率大于1.1 kHz左右時(shí)，MERS PFC電路比傳統(tǒng)boost PFC電路的開(kāi)關(guān)器件損耗小，且隨著開(kāi)關(guān)頻率的增大，兩種電路開(kāi)關(guān)器件損耗差異越大。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率為100 kHz時(shí)，MERS PFC電路比傳統(tǒng)的boost PFC電路減少了462.93 W，占傳統(tǒng)boost PFC開(kāi)關(guān)器件損耗的90.4%。
由以上分析可知，隨著開(kāi)關(guān)頻率的增加，MERS PFC電路與傳統(tǒng)的boost PFC電路相比，開(kāi)關(guān)器件的損耗大大降低。同時(shí)，較高的開(kāi)關(guān)頻率還有利于電路中電感等器件的選擇，進(jìn)一步減小損失，縮小體積。這表明實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的MERS PFC電路可以提高電路的整體效率，并且隨著開(kāi)關(guān)頻率增加，效率提高越明顯。另一方面，軟開(kāi)關(guān)技術(shù)減小了對(duì)功率器件的電壓應(yīng)力、電流應(yīng)力和二極管的反向恢復(fù)損耗，降低了電路的電磁干擾。
4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證
實(shí)驗(yàn)具體參數(shù)如表4所示。主電路中快恢復(fù)二極管的型號(hào)是RHRP30120，IGBT開(kāi)關(guān)器件的型號(hào)是FGA25N120ANTD，采用預(yù)測(cè)占空比控制MERS PFC電路。
表4 MERS PFC電路實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab.4 Experimental parameters of MERS PFC circuit
圖12是實(shí)驗(yàn)測(cè)得的輸入電壓和輸入電流波形。圖13是實(shí)驗(yàn)測(cè)得的在每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，流過(guò)開(kāi)關(guān)管IGBT的電流和其兩端電壓的波形。
圖12 輸入電壓和輸入電流波形Fig.12 Waveforms of input voltage and input current
圖13 IGBT兩端電壓和電流波形Fig.13 Waveforms of voltage and current of IGBT
從圖12中可以看出輸入電壓和輸入電流基本同相。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了采用預(yù)測(cè)占空比控制的MERS PFC電路能較好地實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的功能。
從圖13中可以看出，MERS PFC中功率管IGBT實(shí)現(xiàn)了零電流開(kāi)通，零電壓關(guān)斷，從而減少了功率管的開(kāi)關(guān)損耗，提高了效率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了MERS PFC電路實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時(shí)，也實(shí)現(xiàn)了全功率管的軟開(kāi)關(guān)特性。
5 結(jié) 語(yǔ)
針對(duì)開(kāi)關(guān)頻率增加時(shí)硬開(kāi)關(guān)功率因數(shù)校正電路存在著開(kāi)關(guān)損耗增大、電磁干擾嚴(yán)重等問(wèn)題，文中提出一種新型的軟開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)MERS PFC，分析了MERS PFC的軟開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)，并建立了基于MERS軟開(kāi)關(guān)電路的電氣模型，推導(dǎo)出升壓比公式。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了MERS PFC在實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時(shí)，也實(shí)現(xiàn)了功率管的軟開(kāi)關(guān)特性。文中對(duì)所提出的MERS PFC電路的升壓比和開(kāi)關(guān)器件兩個(gè)方面的性能進(jìn)行詳細(xì)的分析計(jì)算。計(jì)算及仿真結(jié)果表明，在同樣參數(shù)條件下，MERS PFC電路與傳統(tǒng)boost PFC電路相比，前者具有更高的升壓能力和效率。
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Topology and Performance Evaluation Based on Soft-switching of MERS PFC Circuit
CHENG Miaomiao，LIU Zhiguo，TU Chunming，ZHANG Zhongjie，BAO Yueyue
（College of Electrical and Information Engineering，Hunan University，Changsha 410082，China）
Owing to the fact that continuous current mode power factor correction（CCM PFC）circuit can be used to significantly reduce current harmonics and improve the power factor on grid-side，it is widely used in the front-end circuit of different power converters.Based on the soft-switching technology of LC resonant circuit，a novel CCM PFC circuit topology，i.e.，a magnetic energy recovery switch power factor correction（MERS PFC）circuit，is proposed in this paper.First，through proper control，this circuit not only possesses a high input power factor，but also achieves zero current turn-on and zero voltage turn-off on a full power switching device.Then，an electrical model is established for the proposed circuit，and the voltage-current operation characteristics in each switching cycle are analyzed in detail.Moreover，a boost ratio formula is proposed，and simulation results prove the validity of modeling and derived formulas.On this basis，the operation performance of MERS PFC circuit is discussed.Calculation results show that compared with the traditional boost PFC circuit，the loss of the proposed circuit is reduced by about 39%at the switching frequency of 10 kHz，indicating a higher efficiency；meanwhile，it has a higher boost capacity with the same parameters.Finally，experimental results verify the proposed MERS PFC circuit and its soft-switching operation characteristics.
circuit topology；power factor correction（PFC）；soft-switching technology；performance evaluation
TM714
A
1003-8930（2017）10-0022-08
10.3969/j.issn.1003-8930.2017.10.005
2016-01-28；
2017-07-23
國(guó)家自然科學(xué)基金青年科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51307048）；湖南省科技計(jì)劃資助項(xiàng)目（2015WK3004）
程苗苗（1982—），女，博士，副教授，研究方向?yàn)檐涢_(kāi)關(guān)技術(shù)、無(wú)功補(bǔ)償、分散式電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性。Email：mmcheng_hnu@126.com
劉治國(guó)（1992—），男，碩士研究生，研究方向?yàn)檐涢_(kāi)關(guān)DCDC變換器拓?fù)浼捌淇刂品椒āmail：liu318429@163.com
涂春鳴（1976—），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用。Email：chunming_tu@263.net
程苗苗，劉治國(guó)，涂春鳴，張忠杰，包躍躍
（湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，長(zhǎng)沙 410082）
基于軟開(kāi)關(guān)MERS PFC電路拓?fù)浼靶阅芊治?/p>
程苗苗，劉治國(guó)，涂春鳴，張忠杰，包躍躍
（湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，長(zhǎng)沙 410082）
由于電流連續(xù)型功率因數(shù)校正（CCM PFC）電路能夠最大限度地減少網(wǎng)側(cè)電流諧波以及提高網(wǎng)側(cè)的輸入功率因數(shù)，被廣泛地應(yīng)用于各種功率變換器的前端電路結(jié)構(gòu)中。文中基于電感電容諧振的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，提出了一種新型的CCM PFC電路拓?fù)洹拍芑貜?fù)開(kāi)關(guān)型功率因數(shù)校正（MERS PFC）電路。通過(guò)合理的控制，該電路不僅具有較高的輸入功率因數(shù)，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了全功率開(kāi)關(guān)器件的零電流開(kāi)通及零電壓關(guān)斷。其次，文中對(duì)所提出的電路拓?fù)浣㈦姎饽Ｐ停敿?xì)分析了每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電壓電流工作特性，推導(dǎo)出其升壓比計(jì)算公式，仿真驗(yàn)證了建模以及公式推導(dǎo)的正確性。在此基礎(chǔ)上，文中詳細(xì)討論了所提出的MERS PFC電路的工作性能。計(jì)算表明，在開(kāi)關(guān)頻率為10 kHz時(shí)，該電路的功率器件損耗比傳統(tǒng)boost PFC電路減少了約39%，具有更高的效率。同時(shí)，在同樣的參數(shù)條件下，和傳統(tǒng)的boost PFC電路相比，所提出的新型結(jié)構(gòu)具有更高的升壓能力。最后，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出的MERS PFC電路及其軟開(kāi)關(guān)工作特性。
電路拓?fù)洌还β室驍?shù)校正；軟開(kāi)關(guān)技術(shù)；性能分析
隨著開(kāi)關(guān)電源、不間斷電源等電力電子設(shè)備的廣泛應(yīng)用，電網(wǎng)電流的諧波問(wèn)題日趨嚴(yán)重。這個(gè)問(wèn)題已經(jīng)引起了普遍的關(guān)注[1-4]。功率因數(shù)校正PFC（power factor correction）技術(shù)因其能減少電流的諧波含量和提高電網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)成為新的研究熱點(diǎn)。然而，傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路因其開(kāi)關(guān)采用硬開(kāi)關(guān)技術(shù)，隨著開(kāi)關(guān)頻率的增加，電路的開(kāi)關(guān)損耗、二極管的反向恢復(fù)損耗和電磁干擾逐漸增大，為解決這些問(wèn)題，提出各種軟開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中在主電路開(kāi)關(guān)器件中增加一個(gè)輔助換相電路來(lái)實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)或零電流開(kāi)關(guān)方法引起學(xué)者們的關(guān)注和研究。這種通過(guò)輔助換相電路實(shí)現(xiàn)主電路開(kāi)關(guān)器件的軟開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，雖然使主開(kāi)關(guān)器件實(shí)現(xiàn)了軟開(kāi)關(guān)特性，但是輔助開(kāi)關(guān)器件仍然采用的硬開(kāi)關(guān)技術(shù)，不能很好地減少開(kāi)關(guān)損耗，提高效率，同時(shí)這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的控制難度增加[5-8]。
另一方面，新型的軟開(kāi)關(guān)電路拓?fù)鋯卧拍芑貜?fù)開(kāi)關(guān)MERS（magnetic energy recovery switch）被提出并得到廣泛關(guān)注[9-11]。該電路利用電感和MERS內(nèi)置電容的諧振從而實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)的零電壓關(guān)斷以及零電流開(kāi)通，大大降低開(kāi)關(guān)損耗[9]。本文將其用于傳統(tǒng)的升壓PFC電路中，研究MERS在功率因數(shù)校正方面的應(yīng)用，以實(shí)現(xiàn)電流連續(xù)模式下的軟開(kāi)關(guān)功率因數(shù)校正電路。文中首先對(duì)MERS PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及軟開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)進(jìn)行了分析，仿真結(jié)果驗(yàn)證了MERS PFC在實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了功率管零電壓關(guān)斷、零電流開(kāi)通的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，其次，對(duì)所提出的MERS PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行簡(jiǎn)化并建立電氣模型，詳細(xì)分析其在每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電壓電流特性，推導(dǎo)出其升壓比計(jì)算公式，仿真結(jié)果驗(yàn)證了建模和公式推導(dǎo)的正確性。在此基礎(chǔ)上，分析討論了MERS PFC電路的工作性能。最后，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了MERS PFC電路能實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正及其軟開(kāi)關(guān)工作特性。
1 MERS PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及軟開(kāi)關(guān)工作過(guò)程分析
1.1 MERS PFC電路
如圖1所示，在傳統(tǒng)的升壓型功率因數(shù)校正電路（boost PFC）的基礎(chǔ)上，把boost電路中的功率管換成具有軟開(kāi)關(guān)特性的MERS，從而構(gòu)建一種新型的功率因數(shù)校正電路，簡(jiǎn)稱(chēng)MERS PFC，其中MERS結(jié)構(gòu)由一個(gè)小電容、兩個(gè)功率管和兩個(gè)二極管構(gòu)成。
圖1 MERS PFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of MERS PFC circuit
1.2 MERS PFC電路軟開(kāi)關(guān)工作過(guò)程
MERS PFC電路軟開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)主要包括電容放電模式、并聯(lián)傳導(dǎo)模式、電容充電模式和MERS旁路模式4個(gè)階段，如圖2所示。
電容放電模式：假設(shè)MERS中的電容先預(yù)存電荷，當(dāng)開(kāi)關(guān)S1和S2開(kāi)通時(shí)，電容開(kāi)始放電，由于電感Ls的限流作用，使通過(guò)MERS的電流從0開(kāi)始逐漸上升，從而實(shí)現(xiàn)了零電流開(kāi)通。電容放電結(jié)束后，進(jìn)入并聯(lián)傳導(dǎo)模式，電容電壓維持為零電壓，電流分別通過(guò)S1和D2、S2和D1形成回路，此時(shí)通過(guò)開(kāi)關(guān)S1或S2的電流為MERS輸入電流的一半，直到S1和S2關(guān)斷，該階段結(jié)束。電容放電模式：開(kāi)關(guān)S1和S2關(guān)斷，電流經(jīng)二極管D1和D2對(duì)電容進(jìn)行充電，電容電壓從零開(kāi)始迅速增加，從而實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。MERS旁路模式：MERS被旁路，電流全部通過(guò)輸出二極管對(duì)負(fù)載和濾波電容供電。這一階段維持到下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。
圖2 基于MERS的軟開(kāi)關(guān)電路的狀態(tài)分析Fig.2 State analysis of MERS-based soft-switching circuit
2 MERS PFC電路仿真驗(yàn)證
本文采用PSIM軟件進(jìn)行仿真，對(duì)所提出電路的功率因數(shù)校正以及軟開(kāi)關(guān)工作特性進(jìn)行驗(yàn)證。根據(jù)如圖1所示的主電路圖搭建仿真模型，電路仿真參數(shù)如表1所示。
表1 MERS PFC電路仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters of MERS PFC circuit
在控制方法上，本文采用了預(yù)測(cè)占空比控制[12-13]，通過(guò)計(jì)算出合理的占空比來(lái)提高輸入功率因數(shù)。仿真結(jié)果如圖3和圖4所示。
圖3是輸入電壓uac和輸入電流iac波形，從圖3的仿真結(jié)果可以看出uac和iac基本保持同相位，測(cè)得功率因數(shù)為0.99。
圖3 輸入電壓和電流波形Fig.3 Waveforms of input voltage and input current
圖4是在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)MERS中各部分的電壓電流波形，由圖4的仿真結(jié)果可知，在MERS電容電壓為零的這一區(qū)間里實(shí)現(xiàn)了MERS中功率管的零電壓關(guān)斷，由于MERS結(jié)構(gòu)前電感Ls的限流作用，使流過(guò)MERS的電流從0逐漸上升，從而實(shí)現(xiàn)了功率管的零電流開(kāi)通。
圖4 每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的各部分電壓、電流波形Fig.4 Waveforms of voltage and current of different parts in every switching cycle
從圖3和圖4仿真結(jié)果表明，采用預(yù)測(cè)占空比控制的MERS PFC電路不僅能夠?qū)崿F(xiàn)單位功率因數(shù)，而且實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)器件的軟開(kāi)關(guān)特性，從而降低電路的開(kāi)關(guān)損耗，提高了效率；同時(shí)，軟開(kāi)關(guān)技術(shù)減小了對(duì)功率器件的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力，并大大減小了電路的電磁干擾EMI。
3 電氣建模及電路性能分析
從圖2可以看出，基于MERS結(jié)構(gòu)的軟開(kāi)關(guān)電路的工作狀態(tài)在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)有4個(gè)階段，因此可以分別根據(jù)這4個(gè)階段的電壓電流特性建立起基于MERS軟開(kāi)關(guān)電路的電氣模型。為了討論問(wèn)題的方便，將MERS PFC電路的不可控整流輸出的脈動(dòng)直流電壓用一恒定的電壓源替換，即構(gòu)建基于MERS的boost電路，簡(jiǎn)稱(chēng)MERS boost變換器，如圖5所示。
圖5 MERS boost變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.5 Topology of MERS boost converter
本文以MERS boost變換器為例建立基于MERS軟開(kāi)關(guān)電路的電氣模型。
3.1 基于MERS軟開(kāi)關(guān)電路的電氣建模
在電流連續(xù)模式下，假設(shè)輸出濾波電容很大，使輸出電壓Udc保持恒定，同時(shí)假設(shè)輸入電壓E保持恒定，則在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)基于MERS的軟開(kāi)關(guān)電路仿真的電感電流、輸出電壓及MERS電容電壓的波形如圖6所示，其中，Udc為輸出電壓，uC為MERS電容電壓。
圖6 電感電流和電壓波形Fig.6 Waveforms of induction current and voltage
文中首先根據(jù)MERS boost電路每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的電壓和電感電流的工作特性推導(dǎo)出電感電流在圖2所示的每一階段結(jié)束后的數(shù)學(xué)公式。
3.1.1 電容放電模式
MERS內(nèi)置小電容放電，其放電所產(chǎn)生的能量轉(zhuǎn)移到電感L上，則有
式中：uL為輸入電感電壓；E為輸入直流電壓；iL為輸入電感電流；L為輸入電感。聯(lián)立式（1）和式（2）可以推出
假設(shè)電感電流初始值為iL（t0），結(jié)合圖6可知其初始條件為
求解以上微分方程，從而得到MERS經(jīng)電容放電模式結(jié)束時(shí)的電感電流iL（t1）為
式中，Tdis=t1-t0為MERS中電容放電所需時(shí)間。
3.1.2 并聯(lián)傳導(dǎo)模式
此時(shí)電容電壓為0，直流電源E對(duì)電感充電。可得并聯(lián)傳導(dǎo)模式結(jié)束時(shí)的電感電流iL（t2）為
式中，d為占空比。
3.1.3 電容充電模式
當(dāng)開(kāi)關(guān)管S1和S2關(guān)斷后，直流電源通過(guò)電感和二極管D1、D2對(duì)MERS中電容進(jìn)行充電，在這一階段有
該階段的初始條件為
求得電容充電模式結(jié)束時(shí)的電感電流iL（t3）為
式中，Tcha=t3-t2為MERS中電容充電所需時(shí)間。
3.1.4 MERS旁路模式
此時(shí)電容電壓為輸出電壓Udc，直流電源和電感一起對(duì)負(fù)載放電，求得該階段結(jié)束時(shí)的電感電流iL（t4）為
在電流連續(xù)模式下，式（5）、式（6）、式（9）和式（10）分別為MERS PFC電路在每個(gè)階段結(jié)束時(shí)的電感電流的理論公式。
其次，根據(jù)已知條件推導(dǎo)出穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)電感電流在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的最小值iL（t0）、最大值iL（t2）跟輸入直流電壓E和輸出電壓Udc的關(guān)系。
當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，上一開(kāi)關(guān)周期結(jié)束后的電感電流iL（t4）也就是下一開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始的電感電流iL（t0），故有
聯(lián)立式（5）、式（6）、式（9）～式（11），可以推出iL（t0）關(guān)于輸入直流電壓E和輸出電壓Udc的函數(shù)，即
其中：
根據(jù)式（5）和式（6）可求得最大值iL（t2）與輸入直流電壓E和輸出電壓Udc的關(guān)系。
最后，由有效值定義計(jì)算出每個(gè)開(kāi)關(guān)周期電流的有效值，理論上，該有效值應(yīng)與據(jù)功率守恒計(jì)算出來(lái)的有效值相等，從而推導(dǎo)出其升壓比公式。
由于MERS中小電容充放電時(shí)間比較短，因此在圖6所示的仿真圖中，從t0到t1、t2到t3這兩段時(shí)間內(nèi)，這兩段電感電流的變化用直線來(lái)近似描述，那么電感電流在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)波形為如圖7所示的三角波。
圖7 電感電流波形近似Fig.7 Approximation of induction current waveforms
根據(jù)圖7，由有效值定義，推導(dǎo)出電感電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的有效值iL，rms為
將式（6）和式（12）代入到式（13）中，即可得到電感電流有效值iL，rms是關(guān)于輸出電壓Udc和輸入直流電壓E和占空比d的方程。
根據(jù)功率守恒可以求得理想的電感電流有效值為
由式（13）和式（14）可知
從而得到輸出電壓Udc是關(guān)于輸入電壓E、負(fù)載電阻R和占空比d的函數(shù)。
通過(guò)理論分析得出，在電流連續(xù)模式下，當(dāng)占空比一定時(shí)，輸出電壓隨著負(fù)載電阻R變化而變化，當(dāng)負(fù)載電阻R一定時(shí)，其輸出電壓隨著占空比變化而變化。
3.2MERS PFC性能分析
3.2.1 升壓比特性
對(duì)圖2所示MERS PFC的工作狀態(tài)進(jìn)行分析，在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，MERS結(jié)構(gòu)中的小電容在開(kāi)通期間將儲(chǔ)存的能量轉(zhuǎn)移到電感上，在關(guān)斷期間將該能量轉(zhuǎn)移到輸出側(cè)，因此，與傳統(tǒng)功率因數(shù)校正電路相比，在同樣的占空比情況下，所提出的MERS PFC電路具有更高的升壓比。
本文對(duì)如圖5所示的MERS boost變換器與傳統(tǒng)boost變換器進(jìn)行仿真分析來(lái)比較其升壓比特性，從而推導(dǎo)出MERS PFC電路和傳統(tǒng)boost PFC電路的升壓比性能。仿真參數(shù)見(jiàn)表2。
表2 MERS boost電路仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters of MERS boost circuit
根據(jù)理論公式（15）可知MERS boost變換器輸出電壓隨著負(fù)載電阻和占空比的變化而變化，假設(shè)占空比d取恒定值，如取d=0.5，觀察MERS boost變化器升壓比隨負(fù)載電阻的變化情況，如圖8所示。
圖8 固定占空比條件下，升壓比隨著負(fù)載變化情況Fig.8 Changes of boosting ratio with load at the same duty cycle
從圖8可以看出，MERS boost變換器仿真結(jié)果與數(shù)學(xué)建模得到的理論計(jì)算分析結(jié)果基本吻合，從而驗(yàn)證了MERS boost變換器電氣模型的正確性。在負(fù)載R=300 Ω左右時(shí)，MERS boost變換器的升壓比是傳統(tǒng)boost變換器的2倍左右，且隨著負(fù)載電阻增大，MERS boost變換器與傳統(tǒng)boost變換器的升壓比差異越大。
為了討論升壓比與占空比的關(guān)系，假設(shè)負(fù)載R=200 Ω，當(dāng)占空比從0.1逐漸變化到0.9時(shí)，其升壓比的變化情況如圖9所示。
圖9 固定負(fù)載電阻條件下，升壓比隨占空比的變化情況Fig.9 Changes of boosting ratio with duty cycle with the same load resistance
從圖9可以看出，在電阻一定時(shí)，MERS boost變換器的升壓比隨著占空比增加而升高，當(dāng)d=0.5時(shí)，MERS boost變換器的升壓比是傳統(tǒng)的1.7倍左右，且隨著占空比的增加升壓比逐漸增大。這一結(jié)果說(shuō)明了MERS PFC電路在升壓比這一性能上優(yōu)于傳統(tǒng)的boost PFC電路，仿真和計(jì)算結(jié)果的高度吻合證明了對(duì)MERS的軟開(kāi)關(guān)電路的電氣建模的正確性。
圖10（a）是在占空比固定的條件下，升壓比隨Cs的變化情況。由圖10（a）可知，在占空比固定時(shí)，同一負(fù)載，不同的Cs值，其升壓比變化不同，升壓比隨著Cs增大而增大。圖10（b）是在負(fù)載電阻固定條件下，升壓比隨Cs變化情況。從圖10（b）可以看出，在固定負(fù)載電阻條件下，同一占空比時(shí)，Cs電容值增大，升壓比越大。以上仿真結(jié)果表明了MERS boost變換器的升壓比比傳統(tǒng)boost電路要高，且隨著MERS內(nèi)置電容Cs值的增大而愈明顯。
然而，MERS中電容Cs值越大，電容Cs兩端電壓峰值會(huì)很大，對(duì)器件的選擇有一定的限制，因此應(yīng)該結(jié)合兩方面的因素合理選擇電容Cs值。
圖10 升壓比隨不同Cs值的變化情況Fig.10 Changesofboostingratiowithdifferentvaluesof Cs
3.2.2 開(kāi)關(guān)器件損耗
功率管和二極管損耗主要由開(kāi)通損耗Pon、關(guān)斷損耗Poff和導(dǎo)通損耗Pcon3部分組成，其公式[14]分別為
式中：VFR為正向恢復(fù)最大電壓；VF為正向?qū)▔航担籌F為正向?qū)娏鳎籺fr為正向恢復(fù)時(shí)間關(guān)斷損耗；Qrr為反向恢復(fù)電荷；VR為反向恢復(fù)電壓；Kf為二極管反向恢復(fù)電流的溫度系數(shù)；irrm為反向恢復(fù)電流；trr為反向恢復(fù)時(shí)間；Id為通過(guò)二極管電流的平均值。
功率管IGBT的損耗計(jì)算公式為
式中：Eon為開(kāi)通損耗，mJ；Eoff為關(guān)斷損耗，mJ；VCE為導(dǎo)通時(shí)IGBT集電極與發(fā)射極管壓降；ic為通過(guò)IGBT的集電極平均電流。
根據(jù)MERS PFC的仿真結(jié)果，結(jié)合型號(hào)為RHRP30120的快恢復(fù)二極管和FGA25N120ANTD的IGBT數(shù)據(jù)手冊(cè)，計(jì)算出MERS PFC和傳統(tǒng)boost PFC電路的開(kāi)關(guān)器件損耗如表3所示。
表3 MERS PFC和boost PFC電路開(kāi)關(guān)器件損耗Tab.3 Loss of switching device for MERS PFC and boost PFC circuits
從表3結(jié)果可以看出，在開(kāi)關(guān)頻率為10 kHz時(shí)，雖然MERS PFC電路比傳統(tǒng)boost PFC電路需要更多數(shù)量的開(kāi)關(guān)器件，但在開(kāi)關(guān)器件損耗方面，MERS PFC電路比傳統(tǒng)的boost PFC電路減少了31.06 W，與傳統(tǒng)boost PFC開(kāi)關(guān)器件相比減少了約39%的損耗。進(jìn)一步計(jì)算在不同的開(kāi)關(guān)頻率下，兩種電路開(kāi)關(guān)器件損耗如圖11所示。
圖11 開(kāi)關(guān)器件損耗隨著開(kāi)關(guān)頻率變化情況Fig.11 Changes of loss of switching device with the switching frequency
從圖11中可以看出，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率小于1.1 kHz左右，MERS PFC電路開(kāi)關(guān)器件損耗和傳統(tǒng)的boost PFC電路開(kāi)關(guān)器件損耗近似相等；在開(kāi)關(guān)頻率大于1.1 kHz左右時(shí)，MERS PFC電路比傳統(tǒng)boost PFC電路的開(kāi)關(guān)器件損耗小，且隨著開(kāi)關(guān)頻率的增大，兩種電路開(kāi)關(guān)器件損耗差異越大。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率為100 kHz時(shí)，MERS PFC電路比傳統(tǒng)的boost PFC電路減少了462.93 W，占傳統(tǒng)boost PFC開(kāi)關(guān)器件損耗的90.4%。
由以上分析可知，隨著開(kāi)關(guān)頻率的增加，MERS PFC電路與傳統(tǒng)的boost PFC電路相比，開(kāi)關(guān)器件的損耗大大降低。同時(shí)，較高的開(kāi)關(guān)頻率還有利于電路中電感等器件的選擇，進(jìn)一步減小損失，縮小體積。這表明實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的MERS PFC電路可以提高電路的整體效率，并且隨著開(kāi)關(guān)頻率增加，效率提高越明顯。另一方面，軟開(kāi)關(guān)技術(shù)減小了對(duì)功率器件的電壓應(yīng)力、電流應(yīng)力和二極管的反向恢復(fù)損耗，降低了電路的電磁干擾。
4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證
實(shí)驗(yàn)具體參數(shù)如表4所示。主電路中快恢復(fù)二極管的型號(hào)是RHRP30120，IGBT開(kāi)關(guān)器件的型號(hào)是FGA25N120ANTD，采用預(yù)測(cè)占空比控制MERS PFC電路。
表4 MERS PFC電路實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab.4 Experimental parameters of MERS PFC circuit
圖12是實(shí)驗(yàn)測(cè)得的輸入電壓和輸入電流波形。圖13是實(shí)驗(yàn)測(cè)得的在每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，流過(guò)開(kāi)關(guān)管IGBT的電流和其兩端電壓的波形。
圖12 輸入電壓和輸入電流波形Fig.12 Waveforms of input voltage and input current
圖13 IGBT兩端電壓和電流波形Fig.13 Waveforms of voltage and current of IGBT
從圖12中可以看出輸入電壓和輸入電流基本同相。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了采用預(yù)測(cè)占空比控制的MERS PFC電路能較好地實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的功能。
從圖13中可以看出，MERS PFC中功率管IGBT實(shí)現(xiàn)了零電流開(kāi)通，零電壓關(guān)斷，從而減少了功率管的開(kāi)關(guān)損耗，提高了效率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了MERS PFC電路實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時(shí)，也實(shí)現(xiàn)了全功率管的軟開(kāi)關(guān)特性。
5 結(jié) 語(yǔ)
針對(duì)開(kāi)關(guān)頻率增加時(shí)硬開(kāi)關(guān)功率因數(shù)校正電路存在著開(kāi)關(guān)損耗增大、電磁干擾嚴(yán)重等問(wèn)題，文中提出一種新型的軟開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)MERS PFC，分析了MERS PFC的軟開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)，并建立了基于MERS軟開(kāi)關(guān)電路的電氣模型，推導(dǎo)出升壓比公式。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了MERS PFC在實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時(shí)，也實(shí)現(xiàn)了功率管的軟開(kāi)關(guān)特性。文中對(duì)所提出的MERS PFC電路的升壓比和開(kāi)關(guān)器件兩個(gè)方面的性能進(jìn)行詳細(xì)的分析計(jì)算。計(jì)算及仿真結(jié)果表明，在同樣參數(shù)條件下，MERS PFC電路與傳統(tǒng)boost PFC電路相比，前者具有更高的升壓能力和效率。
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Topology and Performance Evaluation Based on Soft-switching of MERS PFC Circuit
CHENG Miaomiao，LIU Zhiguo，TU Chunming，ZHANG Zhongjie，BAO Yueyue
（College of Electrical and Information Engineering，Hunan University，Changsha 410082，China）
Owing to the fact that continuous current mode power factor correction（CCM PFC）circuit can be used to significantly reduce current harmonics and improve the power factor on grid-side，it is widely used in the front-end circuit of different power converters.Based on the soft-switching technology of LC resonant circuit，a novel CCM PFC circuit topology，i.e.，a magnetic energy recovery switch power factor correction（MERS PFC）circuit，is proposed in this paper.First，through proper control，this circuit not only possesses a high input power factor，but also achieves zero current turn-on and zero voltage turn-off on a full power switching device.Then，an electrical model is established for the proposed circuit，and the voltage-current operation characteristics in each switching cycle are analyzed in detail.Moreover，a boost ratio formula is proposed，and simulation results prove the validity of modeling and derived formulas.On this basis，the operation performance of MERS PFC circuit is discussed.Calculation results show that compared with the traditional boost PFC circuit，the loss of the proposed circuit is reduced by about 39%at the switching frequency of 10 kHz，indicating a higher efficiency；meanwhile，it has a higher boost capacity with the same parameters.Finally，experimental results verify the proposed MERS PFC circuit and its soft-switching operation characteristics.
circuit topology；power factor correction（PFC）；soft-switching technology；performance evaluation
TM714
A
1003-8930（2017）10-0022-08
10.3969/j.issn.1003-8930.2017.10.005
2016-01-28；
2017-07-23
國(guó)家自然科學(xué)基金青年科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51307048）；湖南省科技計(jì)劃資助項(xiàng)目（2015WK3004）
程苗苗（1982—），女，博士，副教授，研究方向?yàn)檐涢_(kāi)關(guān)技術(shù)、無(wú)功補(bǔ)償、分散式電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性。Email：mmcheng_hnu@126.com
劉治國(guó)（1992—），男，碩士研究生，研究方向?yàn)檐涢_(kāi)關(guān)DCDC變換器拓?fù)浼捌淇刂品椒āmail：liu318429@163.com
涂春鳴（1976—），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用。Email：chunming_tu@263.net
