掩護信號抗轉發干擾技術研究

胡祺勇, 謝軍偉, 張浩為, 張昭建, 盛 川

(空軍工程大學防空反導學院, 西安 710051)

0 引言

基于數字射頻存儲器(DRFM)的轉發式干擾是一種被廣泛使用的干擾方式[1-3],由于與雷達接收機特性相干,干擾信號可以獲得大的匹配壓縮增益,產生逼真的假目標欺騙干擾[4-5],造成雷達錯誤跟蹤假目標,跟蹤斷續甚至無法發現真實目標。

目前,針對此類干擾的對抗方法多從發射端和接收端對信號進行處理,如頻率分集(FDA)[6-7]、波形設計[8-10]、高階譜分析[11-12]等,取得了一定效果,但都存在技術復雜的缺陷。

針對以上問題,文中以彈載干擾機為研究對象,提出了基于掩護雷達抗有源轉發干擾的方法。利用高功率掩護信號對低功率探測信號的增益壓制作用,減弱進入探測雷達接收機干擾功率。在此基礎上,結合信號模型和功率模型,對該方法的抗轉發式干擾效果進行了分析。通過電路實驗,驗證了增益壓制效應;通過仿真分析,證明了該方法可有效抑制有源轉發式干擾,顯著提高雷達作用距離。

1 干擾對抗原理

1.1 干擾機功放特性

考慮到彈載干擾機的重量、體積由于受到嚴格限制,作出如下假設:

1)為獲得最大的干擾輸出功率,干擾機工作在飽和發射狀態[13];

2)干擾機不對信號進行復雜的分選識別,而是依據功率原則對信號進行放大轉發。

設有恒功率放大器:飽和輸入信號電壓為VT,飽和輸出功率為PO;信號s0(t):頻率為f0,幅度為A0;信號sc(t):頻率為fc,幅度Ac,兩信號頻率均在放大器工作帶寬內,且VT

若只有s0(t)輸入,則對信號s0(t)的輸出功率為PO;若sc(t)和s0(t)同時輸入,對s0(t)的輸出功率將小于PO,輸出功率值與k有關。這是因為在飽和狀態下,sc(t)的高功率使得自動增益控制(AGC)電路壓低了對信號的增益,因而s0(t)的輸出功率有所降低,稱之為增益壓制效應。

因此,可以利用掩護信號sc(t)對探測信號s0(t)進行掩護,減小干擾機對探測雷達的干擾效果。

1.2 干擾功率模型

為使回波功率最大,探測雷達天線會始終對準導彈方向,而在在掩護雷達作用下,干擾機波束中心對準掩護雷達天線。

探測雷達接收到的導彈回波功率為:

(1)

式中:P1為雷達發射機峰值功率;Gt1、Gr1為雷達發射、接收天線最大增益;λ1為工作波長;σ1為導彈的RCS;D1為雷達抗干擾改善因子;Ft1、Fr1為雷達天線方向圖發射、接收傳輸因子;R1為導彈與雷達距離;Lrj1為雷達波到目標的單程傳輸損耗;Lt1、Lr1為雷達發射、接收綜合損耗。

設掩護雷達作用下的功率壓制系數為ε,則探測雷達收到的轉發干擾功率為:

(2)

由于掩護功率較大,因此有必要考慮掩護信號回波進入到探測雷達的情況。探測雷達對散射的掩護信號的接收功率為:

(3)

式中:P2為雷達發射機峰值功率;Gt2為雷達發射天線最大增益;λ2為工作波長;R2為導彈與雷達的距離;γj2為極化失配損失。

干擾機對探測雷達轉發的掩護信號功率為:

(4)

設天線方向圖為高斯型,則發射傳輸因子為:

(5)

式中θ0為波束寬度。

沒有掩護雷達作用時,彈載干擾機天線主瓣對準探測雷達波束主瓣,此時干擾機對探測雷達的轉發功率達到飽和輸出功率Pj。

探測雷達接收導彈回波功率為:

(6)

式中σ1為導彈雷達反射截面積。

接收機接收的轉發干擾功率為:

(7)

1.3 轉發干擾原理

ISDR干擾是指干擾機采樣到一段信號經過放大后,馬上進行轉發,再采樣、放大、轉發,采樣和轉發交替分時工作,直至雷達信號結束。

根據文獻[14]的分析,選擇LFM信號作為探測信號,單載頻連續波信號作為掩護信號。設探測雷達發射信號起始頻率為f1,脈寬為T,調頻帶寬為B,則調頻斜率為μ=B/T,信號可表示為:

(8)

接收機的脈沖響應函數為h(t),根據匹配濾波理論,h(t)為發射信號的復共軛。

(9)

式中:k為濾波器的增益常數,取為1;t0為物理可實現延遲時間,基于觀測時間最小準則,t0取為脈寬T。

目標的回波信號通過脈沖壓縮的輸出信號為:

ys(t)=s1(t)?h(t)=

(10)

式中:t′=t-T,γ=πBt′(1-|t′|/T)。

即匹配濾波后的輸出信號是固定單載頻信號,載頻是原LFM信號的中心頻率。

設間歇采樣函數是一個矩形包絡脈沖串,記為p(t),脈寬為τ,重復周期為Ts,則:

(11)

采樣過程可表示為:

xs(t)=p(t)·s1(t)

(12)

干擾機收發分時工作,轉發信號會延遲回波信號至少一個采樣脈寬,因此轉發干擾信號形式為:

(13)

式中：N為采樣段數,為簡化分析,假設N=T/Ts。

回波信號和干擾信號的脈壓輸出為:

y1(t)=(s1(t)+xs(t))?h(t)

(14)

整理得到:

(15)

由式(10)、式(15)可知,回波信號和干擾信號經過匹配濾波后的輸出信號為中心頻率在f1+B/2上的單頻振蕩,輸出中包含真實目標和多個假目標,主假目標的幅度為真實目標的τ/Ts,且比真實目標滯后一個采樣脈寬τ。

設掩護雷達信號頻率為f2,則掩護信號為:

s2(t)=cos2πf2t

(16)

掩護信號通過探測雷達的接收機后,輸出為:

yc(t)=s2(t)?h(t)

(17)

干擾機對掩護雷達信號的轉發干擾形式為:

(18)

該干擾通過探測雷達的脈沖壓縮后輸出為:

yjc(t)=sjc(t)?h(t)

(19)

2 抗干擾性能分析

不考慮噪聲影響,在沒有掩護雷達作用時,通過匹配接收機的信號主要有目標回波信號和轉發干擾信號,接收機輸出為:

(20)

有掩護雷達作用時,接收機輸出為:

yO2(t)=

(A2s1(t)+B2xs(t)+Csjc(t)+Ds2(t))?h(t)=

A2ys(t)+B2yj(t)+Cyjc(t)+Dyc(t)

(21)

分析式(20)、式(21)可知,接收機輸出與導彈和探測雷達之間的距離密切相關。干擾機對探測信號的轉發功率和探測信號的回波功率隨著距離的增大而減小。此外,掩護信號與接收機特性不相干而輸出功率很低,因此不影響對真實目標的判斷。

3 仿真分析

設探測雷達為某X波段的LFM脈沖壓縮雷達,相關參數設定為:P1=100 kw,Gt1=Gr1=40 dB,λ1=0.037 5 m,f1=8 GHz,B=10 MHz,T=200 μs,σ1=0.05 m2,σ2=0.01 m2。掩護雷達為連續波雷達,參數設為:P2=500 kw,Gt2=40 dB,λ2=0.038 5 m,f2=7.8 GHz。彈載干擾機為恒功率轉發,參數為:Pj=0.5 w,Gj=13 dB,θ0=20°,fs=100 MHz,采樣周期Tr=10 μs。其他參數:ε=100,γj1=0.9,γj2=0.8,D1=1,不計雷達和干擾機的收發綜合損耗、信號的傳輸損耗。

圖1給出了進入接收機信號的功率與距離的關系。可以看出,隨著距離的增大,進入接收機的探測信號回波功率和探測信號轉發功率都呈現下降趨勢,在相同距離處,無掩護時的探測信號回波功率略小于有掩護時的探測信號回波功率,干擾機的探測信號轉發功率則與此相反。增設掩護雷達前后,干擾信號與目標回波信號等功率點分別在0.29 km和37.28 km,說明該方法有效擴展了雷達的探測距離。

圖1 功率隨距離的變化

圖2給出了無掩護雷達時,在不同距離及采樣時寬下接收機輸出結果。可以看出,真實目標出現在200 μs處,主假目標相對真目標延遲一個采樣時寬,后者幾乎淹沒在假目標中。這說明在無掩護雷達作用情況下,干擾機只需要較低的發射能量,就能對探測雷達取得較好的干擾效果。

圖3給出了有掩護雷達作用的情況下接收機的輸出結果。對比圖3(a)和圖3(b)、圖3(c)和圖3(d)發現,在采樣占空比不變情況下,隨著距離增大,真目標幅值與假目標幅值比將減小;在距離一定時,占空比增大會使得假目標幅值變大,原因在于通過匹配濾波的干擾能量增多。對比圖2發現,掩護雷達可有效提高探測雷達的作用距離。仿真結果與理論分析吻合。

4 實驗驗證

為驗證恒功率放大電路中大功率信號對小功率信號的增益壓制效應,分別進行單輸入功放實驗和兩個信號同時輸入功放實驗,測得實驗數據如表1所示,某次實驗結果如圖4。

表1 輸出功率

注:兩個信號同時輸入時,s2(t)=-10 dBm。

圖2 不同占空比及距離下的接收機輸出

圖3 不同占空比及距離下的接收機輸出

圖4 某次實驗結果

從表1可以看出,當只有s1(t)單獨輸入時,達到飽和點后,輸出功率隨輸入功率呈現極小幅度的增加;當s1(t)和s2(t)同時輸入時,s1(t)的輸出功率隨輸入功率增加,但其值遠小于單獨輸入時的值,說明s2(t)會壓制對s1(t)的輸出功率,實驗結果與理論分析基本吻合。

5 結語

針對彈載干擾機轉發干擾導致的假目標問題,提出一種基于掩護雷達的抗干擾方法。利用干擾機的恒功率放大特性,在理論上對掩護雷達的抗干擾效果進行了分析,得到了干擾機采樣脈寬、距離與掩護效果的關系。通過電路板實驗,驗證了干擾機功率壓制效應;通過仿真分析,驗證了該方法可有效提高雷達作用距離。

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