反激微型逆變器的混合控制策略研究

，，

(三峽大學 電氣與新能源學院，湖北　宜昌　443002)

1　引言

光伏發電技術在現今得到了廣泛的應用，其中光伏并網系統結構包括有集中式、組串式和微型逆變器(Micro-inverter)等。微型逆變器的概念是由Caltech′s Jet Propulsion Laboratorys在20世紀70年代提出[1]，它也被稱為交流模塊(AC Module)，相比傳統大型光伏逆變器，微型逆變器在單位功率成本上不具由優勢，但它能解決組串式逆變器存在的安全隱患，降低功率損失，近幾年微型逆變器的應用越來越廣泛。

反激變換器的微型逆變器拓撲[2]，前級實現直流升壓，將電流變為直流的正弦波，后級采用工頻極性轉化電路將直流正弦波電流轉換為交流正弦波電流注入電網，它擁有3種工作模式：連續電流模式(CCM)、斷續電流模式(DCM)和臨界電流斷續模式(BCM)。在CCM模式下，反激變換器具有類電壓源特性[3]，主電路必須采用軟開關等技術減小開關損耗，且控制復雜，系統不易穩定，因此本文選擇另外兩種工作模式對反激逆變器進行分析。

在DCM模式下，反激逆變器的控制較簡單，功率密度較低，但是在功率較小時能保持較高的效率，BCM模式具有較高的功率密度和功率轉換效率，但是其控制較復雜，輕載時損耗較大，其峰值電流也較大。為了提高逆變器效率和降低成本，文獻[4]提出在輕載時使逆變器工作于DCM模式，輸出功率較大時工作于BCM模式以達到降低開關損耗，提高功率密度的目的。文獻[5]提出利用交錯并聯技術，在電網相位角較低的時候逆變器工作于單個反激的BCM模式，在相位角較高的時候工作于交錯反激的BCM模式。文獻[6]提出在交錯并聯反激逆變器下，在電網相位角較低的時候逆變器工作于交錯反激DCM的模式，在相位角較高的時候工作于交錯反激的BCM模式。文獻[7]提出在交錯并聯反激逆變器下，設置3個區間分別工作于交錯反激的BCM模式、單個反激的BCM模式和單個反激的DCM模式。

本文提出一種逆變器工作在交錯并聯模式下的BCM/DCM混合控制策略，根據相位角的不同和輸出功率的不同選用不同的工作模式。

2　反激逆變器的模型分析

圖1和圖2為反激逆變器的主電路和簡化電路，反激逆變器工作在DCM和BCM模式都采用原邊峰值電流控制[8]，通過控制原邊電流可以實現并網電流的正弦化和控制并網電流的大小。

圖1　反激逆變器主電路

圖2　反激逆變器的簡化電路

設iref為原邊電流參考值，假設在t時刻主開關管開通，原邊電流ip從零開始上升，到Ip時結束，導通時間為Ton，主開關管關斷后，副邊二極管電流開始下降，下降到0時的關斷時間為Toff，則求其導通時間和關斷時間有以下公式：

(1)

(2)

式中，Lm為變壓器勵磁電感；Vpv為反激逆變器輸入電壓；N為變壓器變比；Vg為電網電壓的有效值。

又因為原邊電流Ip直接受原邊電流參考值iref控制，可以令ip等于iref,Ip=iref(t)，此時副邊二極管平均電流：

(3)

要使并網電流為正弦且跟隨電網電壓的相位，假設并網電流有效值為Ig，則:

(4)

聯立式(3)和(4)得:

(5)

DCM模式下，開關管的周期和頻率是固定不變的，設定開關周期為TDCM,頻率為fDCM，則有:

(6)

BCM模式下，開關周期為:

TBCM=Ton+Toff

(7)

聯立式(1)、(2)、(5)、(6)、(7)，可以求得原邊峰值電流的基準:

(8)

式中Po=Ig·Vg，若參數Vpv，Vg，N，Lm和fDCM不變，iref的大小就只與Po有關，通過改變給定基準值中Po的大小就可改變逆變器輸出功率。

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3　反激逆變器BCM/DCM的混合控制策略

3.1　單路反激逆變器的混合控制策略

設計逆變器工作在BCM模式下的最大開關頻率為flimit，聯立式(1)、(2)、(7)、(8)，可以求得在BCM模式下開關管的頻率變化：

(9)

由式(9)可知在BCM模式下，半個工頻周期內，當電網相位角從向電網電壓過零點靠近時，開關頻率會不斷增大，以至于超過其最大開關頻率，輸出功率減小也會升高它的開關頻率，當輸出功率減小到臨界值Plimit時，fBCM的最小值都會超過其設置的最大工作頻率，由式(9)可得臨界值：

(10)

反激逆變器在BCM模式下具有較高的功率密度和轉換效率，但是在輕載時損耗較大，且在半個工頻周期內電網相位角θ增大或減小到一定程度時，開關頻率會不斷增大直到超過其極限頻率，加大了開關損耗，而DCM模式在輸出功率較小時也能保持較高的效率，且其開關頻率保持不變，為了綜合它們各自的優點，設計以下混合控制策略，圖3為該控制策略的控制框圖。

(1) 當Po>Plimit時，根據式(9)求得半個工頻周期內fBCM=flimit時的相角為θA和θB(θA+θB=π,θA<θB),在相位角θA<θ<θB時，此時通過峰值電流irefBCM控制逆變器工作在BCM模式，提高了功率密度，相對于DCM模式減小了原邊峰值電流；在0<θ<θA和θA<θ<π時，逆變器工作在開關頻率為fDCM的DCM模式，降低了BCM模式在此相位區間下的開關損耗，此時原邊峰值電流的基準參考為irefDCM。則在半個工頻周期內的原邊峰值電流基準參考為:

(11)

(2) 當Po

(12)

圖3　單路反激逆變器混合控制策略

3.2　交錯并聯的反激逆變器混合控制策略

反激逆變器無論是工作在DCM還是BCM模式下，原邊電流峰值都會比較大，不利于逆變器功率等級的提升。使用交錯并聯技術可以有效減小電流的紋波和電流應力，擴大逆變器的功率容量。圖4為交錯并聯反激式逆變器的主電路，首先為了提高功率密度使逆變器工作在交錯并聯的BCM模式，假設理想情況兩個子電路完全相同，則每一路的峰值電流基準公式在式(8)的基礎上將Po用Po/2代替即可。交錯并聯反激逆變器的電路如圖所示，其中開關管QM1開通信號由副邊電流控制[5]，而開關管QM2的開通受QM1影響，當QM1關斷時，開通QM2。

圖4　交錯并聯反激逆變器主電路圖

若逆變器一直工作在交錯并聯BCM模式下，每一路支路的開關管頻率和使用單路反激BCM模式相比提高了一倍，使得在相位靠近電網電壓過零點時會有更大的開關損耗，于是在相位增大或減小到一定值時，選擇關掉交錯并聯的反激逆變器其中一路，使逆變器工作在單路反激的BCM模式，降低開關損耗。當輸出功率一直減小時，交錯并聯BCM模式下的逆變器的開關頻率會更早達到極限頻率，則在此時可以選擇使逆變器工作在單路反激BCM模式。

因此本文提出一種交錯并聯的反激逆變器控制策略，根據輸出功率的不同和相位的不同而選擇不同的控制策略，達到提高功率密度且降低逆變器損耗的目的。同上一節控制策略中分析的方法一樣，根據逆變器工作在BCM模式的頻率變化與設置的最大工作頻率，求得轉換控制模式的臨界值。設有臨界輸出功率Plimit1和Plimit2，當輸出功率大于Plimit1時，逆變器工作在交錯并聯BCM/單路BCM/單路DCM模式，當輸出功率小于Plimit1大于Plimit2時，逆變器工作在單路BCM/單路DCM模式，當輸出功率小于Plimit2時，逆變器只工作在單路的DCM模式。根據上節求式(10)中Plimit的方法，可求得：

(13)

(14)

開關管頻率的表達式為:

(15)

逆變器工作在交錯并聯BCM模式時，根據式(15)求得在半個工頻周期內，當fBCM1=flimit時相角為θA和θB(θA+θB=π,θA<θB)。則當相角θ<θA和θ>θB時，關掉開關管QM2的支路，使逆變器工作在單路BCM模式，減小了逆變器損耗。此時關掉一條支路后QM1所在支路輸出了逆變器的全部輸出功率，基準電流參考為:

(16)

同上述分析方法，半個工頻周期內，逆變器工作在單路BCM模式時fBCM2=fBCM1/2，當fBCM2=flimit時，相角為θC和θD(θC+θD=π,θC<θD)，當相角θ<θC和θ>θD時，將逆變器從工作在單路BCM模式轉為單路DCM模式，可以減小其開關損耗。此時DCM模式下基準電流參考為:

(17)

Po大于Plimit1時，在半個工頻周期內原邊峰值電流基準參考為：

(18)

綜上所述，當輸出功率Po大于Plimit1時，相位角在區域(θA,θB)內逆變器工作在交錯并聯的BCM模式，相位角在區域(θC,θA)和(θB,θD)內逆變器工作在單路的BCM模式，相位角在區域(0,θC)和(θD,π)內逆變器工作在單路的DCM模式。當輸出功率Po小于Plimit1時，逆變器只有一條支路工作，該支路的控制策略與上一節相同。圖(5)為交錯反激逆變器工作于不同功率下對應的原邊峰值電流的基準參考曲線。

圖5　不同輸出功率下原邊峰值電流的基準參考曲線

4　仿真驗證

通過matlab建立仿真模型，設置逆變器工作在DCM模式時開關頻率為200kHz，工作在BCM模式時最大開關頻率為400kHz，輸入電壓為35V，最大輸出功率為200W，輸出電壓為220V，電網頻率為50Hz,變壓器變比為1∶6。

圖6所示為逆變器工作在輸出頻率為150W時，采用單路反激逆變器時原邊電流波形，可以看出原邊電流有很大的電流峰值，圖7為逆變器工作在交錯并聯反激逆變器模式時輸出功率大于Plimit1時的電流波形，在輸出功率為200W的時候原邊電流峰值相對于單路反激逆變器有明顯的降低，圖8和圖9為輸出功率大于Plimit2小于Plimit1時和小于Plimit2時的電流波形。通過并網電流仿真圖看到在逆變器在各個模式之間切換時，對并網電流的影響很小。通過仿真驗證了本文提出的混合控制策略的可行性。

圖6　150W單路反激逆變器原邊電流

圖7　單路反激逆變器輸出功率大于Plimit1

圖8　單路反激逆變器輸出功率小于Plimit1，大于Plimit2

圖9　單路反激逆變器輸出功率小于Plimit2

5　結論

提出的一種基于交錯并聯反激微型逆變器的混合控制策略，通過理論分析和仿真表明：

(1)交錯并聯的反激逆變器相比于單路的反激逆變器相比，能有效減小開關管電流應力。

(2)當交錯并聯反擊逆變器在輸出功率減小到一定值時，可以選擇關掉其中一路支路，使其工作在單路的反激BCM/DCM混合控制模式，當輸出功率繼續減小時，可以使其工作在單路的反擊DCM模式。通過不同的功率與相位選擇使用不同工作模式，讓逆變器獲得更高的功率密度同時能夠減小開關損耗。

(3)不同工作模式之間的切換對并網電流幾乎沒有影響，并網電流正弦度較好，能夠實現單位功率的并網。

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