T型中點鉗位三電平逆變器的零電流轉換軟開關技術

姚修遠 吳學智 杜宇鵬 吳躍林

(1.中國電力科學研究院 北京 100192 2.北京交通大學國家能源主動配電網技術研發中心 北京 100044)

T型中點鉗位三電平逆變器的零電流轉換軟開關技術

姚修遠1，2吳學智2杜宇鵬2吳躍林2

(1.中國電力科學研究院 北京 100192 2.北京交通大學國家能源主動配電網技術研發中心 北京 100044)

依據T型中點鉗位(T-NPC)三電平逆變器的換流特點，提出了一種零電流軟開關拓撲，每相橋臂僅需要額外使用兩個輔助諧振開關器件和一條LC諧振支路。詳細介紹了該軟開關技術的換流過程和工作原理，在不改變傳統PWM控制策略的前提下就能夠保證主橋臂和輔助橋臂的開關器件實現零電流開關。通過對拓撲電路的簡化并結合相平面分析圖的方法，指出了所提出軟開關拓撲具有諧振圓心偏移的對偶關系，并對該軟開關拓撲的諧振參數選擇和輔助橋臂的控制時序進行了理論分析和推導。最后通過半橋樣機實驗，對所提出軟開關拓撲的可行性和優點進行了驗證。

T型中點鉗位三電平 零電流軟開關技術 諧振參數 控制時序

0 引言

逆變器采用軟開關技術能有效降低開關損耗，提高效率和功率密度[1，2]，基于傳統兩電平拓撲的軟開關技術得到了廣泛的關注和深入的研究[3-6]。隨著新能源產業及微電網技術的迅速發展，三電平技術因具備降低開關損耗、提高波形質量、減小電磁干擾等優勢而受到了廣泛關注[7]。三電平技術和軟開關技術的結合，能夠進一步提高變流器的性能，成為軟開關技術的研究熱點。

適用于PWM變流器的軟開關技術基本上可歸納為兩大類，即直流環節諧振型和諧振極型。文獻[8-12]針對三電平DC-DC變流器拓撲提出了相應的軟開關控制技術，取得了較好的效果。針對三電平DC-AC拓撲，文獻[13]提出了具有對稱輔助電路的直流環節諧振型軟開關技術，通過增加較少的功率器件就能實現主橋臂開關的零電壓換流，但該方法不能與傳統PWM變流器控制策略兼容。文獻[14]將輔助諧振極型零電壓換流(AuxiliaryResonantCommutatedPoleZeroVoltageTransition，ARCPZVT)軟開關技術應用于三電平拓撲，輔助開關管控制與變流器控制完全獨立，能夠實現與傳統PWM控制策略的兼容，但是其增加了較多的功率器件，控制復雜。文獻[15，16]根據諧振極型零電流換流(ZeroCurrentTransition，ZCT)原理提出了一種基于二極管鉗位型三電平拓撲的軟開關技術，分析了其換流過程，但該拓撲所需輔助器件較多，而且在換流過程中由于雜散電感可能會導致鉗位二極管意外導通，使軟開關過程失敗。文獻[17-19]將ZCT軟開關技術拓展至有源中點鉗位型三電平拓撲中，減少了輔助器件的數量，每相橋臂僅需增加 2個輔助開關器件和1組LC諧振支路，即可實現所有功率器件的零電流開關。但該方法要求有源中點鉗位型三電平拓撲工作在一種固定的換流工況下以模擬兩電平換流的過程，使其喪失了平衡熱分布的能力。

T型中點鉗位(TType-NeutralPointClamped，T-NPC)三電平拓撲由于所用功率器件少、系統成本低、控制簡單、功率器件熱分布均衡而特別適合應用于直流電壓較低的光伏發電系統和儲能系統[20]。然而至今為止，基于T-NPC三電平拓撲的ZCT軟開關技術尚沒有文獻涉及。本文將輔助諧振極ZCT軟開關拓撲結構拓展至T-NPC三電平逆變器中，提出一種簡單的ZCT軟開關逆變器，根據不同工作模式下的等效電路圖和相平面分析圖，詳細分析了其工作原理及軟開關實現過程，并通過一臺半橋逆變器驗證了該拓撲的可行性和優點。

1 T-NPC三電平逆變器換流過程分析

T-NPC三電平逆變器單相拓撲如圖1所示，豎橋臂連接中間直流電容的正端和負端，由串聯的功率器件(包括IGBTS1、S4及其反并聯二極管VD1、VD4)構成，為逆變器單相輸出P和N電平；橫橋臂即鉗位橋臂連接電容中點，由反串聯的功率器件(包括IGBTS2、S3及其反并聯二極管VD2、VD3)構成，為逆變器每相輸出O電平。直流側支撐電容為Cp、Cn。各功率器件電流的正方向在圖中標出，負載電流ia以流出逆變器為正。

圖1 T-NPC三電平單相拓撲Fig.1 One phase of T-NPC three-level topology

正常工況下，橋臂的輸出電平只在臨近的兩個電平之間轉換，即為PO之間或ON之間轉換，因此主開關管S1和S3、S2和S4保持互補關系。如果考慮到負載電流的正負狀態，將會有4種換流狀態。當三電平拓撲PO電平切換時，S4保持斷開，S2保持閉合，S1與S3被互補的驅動信號控制進行斬波，負載電流為正時，S1與VD3進行換流；負載電流為負時，S3與VD1進行換流。當三電平拓撲ON電平切換時，S1保持斷開，S3保持閉合，S2與S4被互補的驅動信號控制進行斬波，負載電流為正時，S2與VD4進行換流；負載電流為負時，S4與VD2進行換流。由于PO和ON狀態切換是完全對偶的，以上4種換流狀態也存在對偶關系，具體見表1。

表1T-NPC換流狀態關系

Tab.1TherelationshipoftheT-NPCtransitionstates

切換狀態電流方向換流模式S1&VD3 (P&O)正S4&VD2 (O&N)負對偶電壓電流同相模式VD1&S3 (P&O)負VD4&S2 (O&N)正對偶電壓電流反相模式

S1和VD3在負載電流為正時的切換(PO切換)與S4和VD2在負載電流為負時的切換(ON切換)是相互對偶的，在這種對偶狀態下，輸出相電壓和負載電流是同相的，因此可以稱此對偶狀態為電壓電流同相模式。

VD1和S3在負載電流為負時的切換(ON切換)與VD4和S2在負載電流為正時的切換(PO切換)是相互對偶的，在這種對偶狀態下，輸出相電壓和負載電流是反相的，因此可以稱此對偶狀態為電壓電流反相模式。

對于T-NPC三電平ZCT軟開關技術，必須能夠同時滿足上述兩種模式的ZCT軟開關要求。

2 T-NPC三電平ZCT軟開關換流過程分析

2.1 T-NPC三電平逆變器ZCT軟開關拓撲

綜合考慮ZCT軟開關技術并結合T-NPC三電平拓撲的特點，本文提出了一種基于T-NPC三電平結構的ZCT軟開關拓撲，其A相拓撲如圖2所示。該拓撲每相橋臂僅需要額外使用兩只輔助功率器件和一條LC諧振回路，就能夠保證主回路和輔助回路中所有功率器件能夠實現零電流的開關。

圖2 本文提出的T-NPC三電平ZCT軟開關技術A相拓撲Fig.2 The proposed phase A topology of the T-NPC three-level ZCT soft switching technology

輔助橋臂由IGBTSp、Sn及其反并聯二極管VDp、VDn組成，諧振電感Lr與諧振電容Cr組成諧振支路；ir、vr分別為流過諧振電感Lr的電流、諧振電容Cr兩端電壓；iSm為流過主回路開關管的電流(m=1～4)；iSa為流過輔助開關管的電流(a=p，n)，并且以流過IGBT的電流為正，以流過反并聯二極管的電流為負；vSm、vSa分別為主開關管和輔助開關管的器件端電壓，各變量的正方向均在圖中標出。分析過程中認為直流側電壓Vdc基本恒定且電壓平衡，并認為負載電流ia在一個開關周期內是基本不變的。根據對偶關系，只需以不同負載電流方向條件下的單相PO切換狀態為例，即可完成電壓電流同相模式和反相模式的分析。

2.2 同相模式換流過程分析

所提出的拓撲通過使用不同的輔助開關管參與諧振換流，會有不同的諧振過程和特性。對于同相模式的PO切換過程，本文采用Sn、Sp分別參與輔助諧振完成主開關管S1的軟開通和軟關斷過程。仍以A相拓撲為例，在諧振過程開始之前，輸出電壓為O電平，負載電流ia通過二極管VD3和S2導通續流，諧振電流ir(t0)為0，諧振電容電壓vr(t0)為上次關斷時存儲的電壓vr-off1。為了分析簡便，不考慮非理想因素對諧振過程的影響。

每個諧振過程的電路狀態如圖3所示，關鍵波形如圖4所示，其中S1、Sp和Sn代表相應IGBT的驅動信號。

圖3 諧振過程的電路狀態Fig.3 The circuit state diagram of resonant process

圖4 諧振過程的關鍵波形Fig.4 The key waveforms of resonant process

階段1[t0-t3]：為了實現S1的零電流開通，t0時刻首先開通Sn，此時0.5Vdc、Lr、Cr、Sn、VD3和S2組成諧振回路，諧振過程開始。t1時刻諧振電流達到負向峰值；t2時刻諧振電流反向，負載電流開始換流至諧振支路，VDn開始續流；在t3時刻，諧振電流等于負載電流，此時將S1觸發可實現其零電流開通，為了控制簡單，可以同時關斷Sn，Sn也能實現零電流關斷。

階段2[t3-t4]：隨著S1的開通，t3時刻后，Vdc、Lr、Cr、VDn、S1組成新的諧振回路。諧振電流開始下降，負載電流向S1換流；t4時刻，流過VDn的諧振電流降為0，VDn自然關斷，并被諧振電容鉗位。諧振過程結束，S1的開通過程完成。

階段3[t5-t9]：為了實現S1的零電流關斷，在t5時刻首先開通Sp，Lr、Cr、Sp、S1組成諧振回路。此時負載電流直接向諧振支路換流；t6時刻，諧振電流首次等于負載電流，所有負載電流完全轉移至諧振支路，VD1開始導通續流；t7時刻，諧振電流達到峰值并開始下降；t8時刻，諧振電流第二次等于負載電流，[t6-t8]時刻即為S1零電流關斷的窗口時間；此時由于VD1停止續流，并且S1和S3都處于關斷狀態，如果此時諧振電容電壓vr(t8)小于-0.5Vdc則VD3開始導通續流，否則會出現一個負載電流對諧振電容恒流放電的過程，直至t9時刻VD3承受正向電壓開始續流，諧振電壓vr(t8)的值與負載電流和諧振參數有關。

由上述分析可知，盡管諧振型ZCT軟開關技術會導致功率器件的電流應力增大[4，5]，但由于主開關管和輔助開關管均與直流側相連，豎橋臂S1、S4最大承受電壓為整個直流電壓Vdc，橫橋臂S2、S3一起承受Vdc/2；輔助橋臂與主橋臂的電壓應力相同，即T-NPC三電平ZCT軟開關技術并不會改變T-NPC開關器件的電壓應力。

圖5 同相模式的相平面分析圖Fig.5 The state plane of same phase model

2.3 對偶關系分析及反相模式的狀態分析

與兩電平ZCT的拓撲簡單直觀的對偶關系不同，T-NPC三電平ZCT軟開關技術在不同模式下的諧振回路是不同的，這就使得分析過程極為復雜。如果能夠找到同相模式和反相模式之間的對偶關系，可以大幅度減少分析難度，更深刻地理解軟開關換流過程。

為了分析簡單，以PO切換為例對T-NPC三電平ZCT軟開關拓撲進行簡化，如圖6所示。

圖6 PO切換時簡化的T-NPC軟開關拓撲Fig.6 The simplified topology of T-NPC soft-switching on PO transition

由于S2保持導通，S4保持分斷，因此鉗位橋臂可以等效為開關器件S0，且S4不會參與到諧振過程中，不予考慮。對于T-NPC三電平ZCT軟開關拓撲來講，其特點是諧振過程中的直流激勵源更加多樣(包括0、±0.5Vdc、±Vdc)。如上述同相模式諧振過程的分析，分別使用了S1的對角開關管和平行開關管輔助開通和關斷，外部電壓直流源變化為：0.5Vdc—Vdc—0—-0.5Vdc。

同樣對于反相模式來講，即負載電流流入橋臂時，如果使用S0的對角開關管Sp和平行開關管Sn輔助開通和關斷，其諧振過程的電路狀態圖如圖7所示。

圖7 反相模式的電路狀態Fig.7 The circuit state diagram of reversed phase model

對比圖3和圖7所示的電路諧振狀態及其相應的換流過程描述可以發現，反相模式的外部直流電壓源變化規律為：0—-0.5Vdc—0.5Vdc—Vdc。兩種模式的諧振過程只有外部諧振電壓源的差別，每個諧振過程切換時的直流電壓差也是一致的。因此，根據相平面分析圖的原理，結合拓撲規定的諧振電壓和諧振電流的正方向，可以得到：在諧振參數一定的情況下，外部直流電壓源的差異只會對諧振圓的圓心位置有影響，諧振中的其他關鍵參數完全一致。因此可以稱同相模式和反相模式之間存在諧振圓心偏移的對偶關系。

本文通過相平面分析圖進一步歸納了兩種模式之間諧振過程的關系，即將同相模式的諧振圓心向負半軸方向移動0.5Vdc，接著以坐標軸(0，0)做點對稱處理，即可得到相應的反相模式的相平面分析圖，反相模式的相平面分析圖如圖8所示。

圖8 反相模式的相平面分析圖Fig.8 The state plane of reversed phase model

如果使用不同的輔助器件組合以實現主橋臂器件的零電流開關，即類似于文獻[4]所描述的軟開關控制族的概念，上述對偶關系的分析同樣適用。其他軟開關控制方式不再敷述。

2.4 參數設計及時序控制

通過2.3節的分析，可知諧振圓心偏移的對偶關系只會改變諧振圓的圓心位置，其諧振過程中的關鍵參數及控制時序亦完全相同。因此僅以同相模式為例進行分析。

為了保證開通和關斷階段都能夠實現零電流動作，需要保證開通過程諧振電流峰值Ipeak-on與關斷過程諧振電流峰值Ipeak-off都至少大于負載電流ia，即如圖5、圖8中所示的不同諧振階段的諧振半徑需要滿足以下條件

rc≥iaZra≥iaZ

(1)

首先，諧振電容已經在上一次的軟開關關斷階段存儲了能量，理論情況下認為rd=iaZ。從而可進一步得到

(2)

通過相平面分析圖，可進一步得到rb階段的狀態方程為

(3)

最終可得rc的取值必須滿足

rc=Vdc-|rb|≥iaZ

(4)

結合式(1)～式(4)，可以得到這種控制方法必須滿足式(5)條件，否則難以實現軟開關換流。這就說明，在考慮到實際應用中的中間直流電壓和負載電流范圍條件下，需要合理地設計相應的諧振參數，保證諧振過程能夠正常進行，否則將喪失軟開關的工況。

(5)

為了分析方便,將負載電流和諧振參數進行歸一化處理，即令參數m為

(6)

因此，只要滿足式(6)的要求，所有開關管皆有實現零電流換流的條件，為保證軟開關過程的實現，必須對輔助開關管的控制時序進行規定。S1的零電流開通階段，必須保證負載電流完全由VD3轉移至諧振支路。由于諧振能量充足，根據相平面分析圖可知Sn必須提前于S1Ton開通。

(7)

(8)

此時由于VDn已經開始續流，可以同時關斷Sn實現其零電流關斷。

在滿足式(5)條件下，為了實現S1的零電流關斷，需要保證諧振電流大于負載電流，即[t6-t8]間VD1開始續流階段關斷S1即可。為了簡便，設定Sp提前Toffa=T/4開通，保證S1在諧振電流峰值時刻t7動作。

為了實現Sp的零電流關斷，需要在[t10-t12]間即VDp導通續流時刻關斷。由于歸一化參數m的變化，根據式(2)～式(4)可得到vr(t8)時刻的諧振電壓

(9)

如果vr(t8)<-0.5Vdc則不會出現恒流充電的情況，如圖9所示。

圖9 不同m條件下的相平面分析圖Fig.9 The state plane of with different m

根據vr(t8)和諧振角度β、γ計算相關的時間，因此有

(10)

如果vr(t8)≥-0.5Vdc則會出現恒流放電的過程，如圖5所示，恒流放電的時間tc為

(11)

因此其相應的諧振時間為

(12)

按照上述分析，可知在不同的m條件下，Sp持續導通的時間需要在如圖10的范圍內，為了控制簡便，Sp的持續導通時間Toff可以寫為固定值(需滿足式(6)的限制條件)，例如0.9T。同理，上述分析對反相模式的ZCT換流過程完全適用。

圖10 不同m條件下對應的Sp關斷時序曲線Fig.10 The curves of the Sp turn off timing with different m

該控制方法與負載電流的方向和幅值相關，逆變器正常工作時負載電流總會被采樣，因此并不需要額外的電流傳感器，通過相應的計算能夠很容易地計算出輔助開關管的導通時序。文獻[5，16]指出非理想因素(如二極管反向恢復和雜散參數)或是負載電流的變化會對ZCT軟開關過程造成一定影響，其開關時序只需要在理論計算的基礎上進行調整即可，采用查表法更加實用。

3 實驗驗證

為了驗證T-NPC三電平ZCT軟開關技術的正確性和有效性，搭建了半橋實驗平臺，并對其進行驗證。半橋樣機通過控制PO和ON的脈沖數目和寬度，可以測試變流器在不同象限和電流條件下的開關換流特性[18]。其中豎橋臂和輔助橋臂選擇了功率器件CM400DY-24A，鉗位橋臂選擇了CM400C1Y-24S，諧振電感為空心電感，感抗為4.8μH，諧振電容為1.5μF；中間直流電壓為650V，負載電流最大為110A。實驗中使用了日置存儲記錄儀(HiokiMEMORYHiCORDER)8861 和羅氏(Rogowski)探頭對波形進行記錄。

圖11a為采用本文所提出的方法，在負載電流為110A條件下的同相模式ZCT軟開關的關鍵波形。并使用示波器的X-Y顯示模式得到了其相平面分析圖如圖11b所示。根據諧振過程可知，主開關管S1開通階段，流過VD3的負載電流完全換流至諧振支路，大大降低了S1開通時刻電壓和電流的交疊面積，基本上消除了S1的開通損耗，實現了S1的零電流開通；在主開關管S1的關斷階段，通過諧振的作用，令VD1進行續流，此時關斷S1，能夠完全消除S1的拖尾電流損耗；同理對于輔助開關管Sn和Sp按照控制時序，其開通和關斷的損耗都基本消除。

圖11 同相模式軟開關實驗波形Fig.11 The experiment waveforms of the same phase model soft-switching

圖12為反相模式相同條件下的ZCT軟開關關鍵波形和相平面分析圖。與理論分析一致，同相模式和反相模式之間存在諧振圓心偏移的對偶關系，除了諧振電壓的基準值不同，其余參數與同相模式完全一致，采用相同的控制時序，仍可實現反相模式所有主開關管和輔助開關管的零電流動作。

圖12 反相模式軟開關實驗波形Fig.12 The experiment waveforms of the reversed phase model soft-switching

盡管T-NPC三電平ZCT軟開關技術仍能通過諧振過程改善主開關管的開關損耗，但諧振過程卻增加了主開關管和輔助開關管的導通損耗；并且實際應用中二極管反向恢復過程所帶來的損耗不能忽略[5]。因此，在考慮到軟開關過程額外帶來損耗的前提下能低于硬開關損耗，那么T-NPC三電平ZCT軟開關技術才有提高系統效率的可能。

如圖11所示，以同相模式為例，在S1的開通過程中，開關損耗包括VD3和VDn的反向恢復損耗LVD3和LVDn；在S1的關斷過程中，開關損耗包括VD1和VDp的反向恢復損耗LVD1和LVDp；并按照文獻[4，21]提供的方法，得到了ZCT軟開關額外增加的導通損耗Lcon。因此得到了不同負載電流ia條件下的ZCT軟開關損耗見表2。

表2T-NPC三電平ZCT軟開關技術的損耗

Tab.2ThelossesoftheT-NPCthree-levelZCTsoftswitchingtechnology

ia/ALVD3/mJLVDn/mJLVD1/mJLVDp/mJLcon/mJ201.4180.7393.9650.6964.24501.5661.1004.5860.9224.83701.6211.5284.7961.1096.89901.9532.3314.9191.3037.321102.1252.8645.4361.5028.82

為了驗證T-NPC三電平ZCT軟開關技術的有效性，需要將不同負載電流條件下的硬開關和軟開關的損耗進行對比。如圖13所示，隨著負載電流的升高，硬開關的損耗迅速上升；相比之下,ZCT軟開關技術能有效控制系統的開關損耗，雖然增加了部分導通損耗，但ZCT軟開關技術仍具備優勢。例如在110A條

圖13 損耗對比Fig.13 The comparison of losses

件下，系統開關損耗被降低至硬開關損耗的35%，進一步考慮到額外的導通損耗，ZCT軟開關技術產生的總損耗仍僅為硬開關損耗的56%。

實驗結果證明了所提T-NPC三電平ZCT軟開關拓撲及其控制時序的正確性。并且在采用該拓撲時，每一次軟開關過程都能實現損耗的降低，這就成為了提高系統效率的基本條件。

4 結論

結合T-NPC的換流特點，本文提出了一種新型的T-NPC三電平ZCT軟開關技術，每相橋臂僅需兩個輔助器件和一組LC諧振支路即可實現所有開關管的零電流換流。詳細分析了其工作原理、參數設計及其控制時序，結合相平面分析圖指出不同模式下的ZCT過程具備諧振圓心偏移的對偶關系，簡化了分析過程。最后，通過實驗驗證了該軟開關拓撲的正確性和有效性。

本文的研究工作對于ZCT軟開關技術在多電平逆變器中的推廣和應用具有一定的參考價值，但隨著功率等級的提高，諧振支路的參數控制與功率器件的二極管反向恢復過程都會對軟開關過程造成影響，需要對相關問題進行更深入地研究。

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The Zero-Current-Transition Soft-Switching Technique for T-Type Neutral-Point-Clamped Inverter

Yao Xiuyuan1，2Wu Xuezhi2Du Yupeng2Wu Yuelin2

(1.ChinaElectricPowerResearchInstituteBeijing100192China2.NationalActiveDistributionNetworkTechnologyResearchCenter(NANTEC)BeijingJiaotongUniversityBeijing100044China)

BasedonthecommutationcharactersoftheT-typeneutral-point-clamped(T-NPC)threelevelinverter，anovelzero-current-transitionsoft-switchingtopologyisproposed.ThetopologyemploysonlytwoauxiliaryswitchesandoneLCresonanttankforeachphasearm.Thecommutationprocessandoperationprincipleofthesoft-switchingtechniqueareanalyzedindetail，allswitchingdeviceonmainbridgearmandAuxiliaryarmcanachievesoft-switchingconditionwithoutchangingthetraditionalPWMcontrolstrategy.Thedualrelationshipbetweentheshiftoftheresonantcenterandthesoft-switchingtopologyisintroducedbyusingthesimplifiedtopologyandthestateplanediagram.Then，thetheoreticalanalysisandmathematicalderivationaboutthedesignoftheresonanttankparametersandthetimingschemesaregiveninthispaper.Atlast，ahalfbridgeprototypeoftheT-NPCthreelevelinverterisbuilt，andtheeffectivenessandadvantagesoftheproposedtopologyareverified.

T-typeneutral-point-clampedthreelevel，zero-current-transitionsoft-switchingtechnique，resonantparameters，timingcontrolschemes

國家能源應用技術研究及工程示范項目資助(NY20150303)。

2015-06-23 改稿日期2015-11-01

TM464

姚修遠 男，1987年生，博士，研究方向為電力電子及電力傳動。

E-mail：10117344@bjtu.edu.cn(通信作者)

吳學智 男，1950年生，副教授，研究方向為電力電子及電力傳動。

E-mail：xzhwu@bjtu.edu.cn