采用雙振蕩器結構的低功耗CMOS溫度傳感器*

彭 華，王用鑫

（重慶電子工程職業學院應用電子學院，重慶401331）

采用雙振蕩器結構的低功耗CMOS溫度傳感器*

彭 華*，王用鑫

（重慶電子工程職業學院應用電子學院，重慶401331）

為提高溫度傳感器的能量轉換效率并降低功耗，提出了一種基于雙振蕩器的CMOS溫度傳感器。提出的溫度傳感器利用兩個環形振蕩器生成隨溫度變化的頻率，通過調整線性頻率的差斜率，來提高溫度傳感器的線性度，最后使用一個頻率數字轉換器完成數字輸出。此外，還提出了一個制程補償方案，經過一點校正法后可提高溫度傳感器的精確度。采用65 nm CMOS工藝進行了實現，面積僅為0.01 mm2。測試結果顯示，校正后提出溫度傳感器的分辨率為0.2℃/LSB，并且在0～125℃的溫度范圍內，20個實測樣品的最大誤差小于±1.2℃。相比其他類似傳感器，當轉換率高達480 ksample/s時，功率消耗500μW，即每次轉換的能量最小，僅為0.001μJ/sample。

溫度傳感器；雙振蕩器；制程補償；低功耗

隨著先進電子設備的不斷升級和更新，微處理器熱管理、動態隨機存儲器（DRAM）刷新控制以及顯示驅動器補償等技術變得越來越重要，而這些技術的實現都需要溫度傳感器［1］。在這些應用中，面積小、功率低、精確度適中以及測量范圍大是溫度傳感器的關鍵要求［2］。

基于模數轉換器（ADC）的精確帶隙溫度傳感器［3-4］以及利用基于熱擴散性感應的溫度傳感器［5］并不適合，原因在于它們占據的面積較大，消耗的功率較多［6］。因此，研究人員相繼提出了基于隨溫度變化的延遲線的溫度傳感器、帶有定時比較器的溫度傳感器以及基于延遲鎖相環的溫度傳感器。

然而，為了達到滿意的溫度測量分辨率，傳統的溫度傳感器需要數百個逆變器，且由于環路電容器的原因，傳感器的面積相當大，并且消耗的功率也較大，這樣才能獲得足夠的操作延遲范圍［7-8］。此外，當電源電壓出現變化時，其無法正確地運行。通常，利用基于逆變器延遲單元的溫度傳感器的精確度只限于3℃［9-10］，主要原因在于延遲單元的非線性度（溫度與頻率的比較）、因制程變異引起的不對稱斜率以及電源電壓的波動。

因此，本文設計了一個由兩種不同的環形振蕩器組成的雙振蕩器結構，來提高傳感器的線性度。其主要創新點在于，其中一個環形振蕩器具有逆溫度相關性，這樣，頻率差異會隨溫度呈線性變化。此外，相較于之前的溫度傳感器［7］，通過采用制程補償方案以及進行電源調節降低了提出的溫度傳感器的誤差，此誤差是因過程偏差以及電源不穩定而引起。采用65 nm CMOS工藝進行了實現，面積為0.01 mm2。采用一點校正法后，在0～125℃的范圍內，提出溫度傳感器的最大誤差為±1.2℃，降低了大批量生產測試的成本。

1 提出的溫度傳感器結構設計

圖1是提出的溫度傳感器的結構圖。此溫度傳感器包含兩個振蕩器，可以生成隨溫度變化的頻率差。一個是隨溫度變化的振蕩器，稱為溫變振蕩器，另一個是線性控制振蕩器。前者用于生成隨溫度變化的頻率。這兩個振蕩器是建立在相同的環形振蕩器結構的基礎之上。然而，由于偏置電路不同，每個振蕩器都會具有各自顯著的特性。溫變振蕩器中環形振蕩器的頻率是延遲單元的延遲時間以及環形振蕩器的級數所決定。同樣，場效應晶體管（MOSFET）的遷移率以及閾值電壓均會隨著溫度的升高而降低。由于遷移率會顯著降低，環形振蕩器的頻率就會隨著溫度的升高而減少，如圖2（a）所示。工藝角FF TT SS中，T代表Typical，S代表Slow（電流小），F代表Fast（電流大），一般是第1個字母代表NMOS，第二個字母代表PMOS（例如TT表示NMOS和PMOS都是Typical型）。通常，環形振蕩器的溫度與頻率關系呈非線性。所以，溫度傳感器的精確度會降低。此外，僅使用一個振蕩器難以獲取線性特征。因此，另一個線性控制振蕩器用于生成線性化的頻率差。線性控制振蕩器可生成用于顯示另一種溫度—頻率特征的輸出信號，如圖2（b）所示。通過調整頻率特征獲取的頻率差更具線性。同時，這種方法抵消了制程變異，原因在于溫變振蕩器和線性控制振蕩器是以相同的結構為基礎。因此，本文提出的溫度傳感器既可以提高精確度也可以提升分辨率，正如圖2（c）所測。

圖1 本文提出的溫度傳感器的結構圖

圖2 在不同工藝角情況下的頻率隨溫度變化的曲線

控制器生成了用于全部操作的控制信號，并且頻率數字轉換器將頻率差轉換成數字輸出。制程補償器和電源調節器分別用于制程變異補償以及電源調節。因此，獲取的輸出對制程變異以及電源變化不敏感。

2 提出的振蕩器及偏置電路設計

溫變振蕩器和線性控制振蕩器均是以二進制加權電流驅動式延遲單元為基礎，如圖3所示。微分環形振蕩器由電流驅動式延遲單元組成，可用于促進共模噪聲抑制。多相時鐘用于生成高分辨的數字輸出。

圖3 二進制加權電流驅動式延遲單元

鑒于電壓峰值儲備問題，當電源電壓降低至1.2 V時，難以實現常規溫度傳感器的偏置電路，如圖4（a）所示。它可能會失靈，原因在于其結構包含3個堆疊的MOSFET，并且每個MOSFET的閾值電壓均是電源電壓的三分之一到二分之一。為解決此問題，本文使用了另一種結構，如圖4（b）所示。設計M4和M7的目的在于，讓其與M1起著相同作用，而不是二極管連接設備（M1），這樣可以確保設備在飽和區域內運行。利用此新型結構能夠節省大部分電壓預算。當偏置電路的電源電壓超過晶體管的閾值電壓時，二極管連接PMOS M4會開啟，M7也會開啟。M7與電源電壓水平和M8的源相連接。然后，二極管連接PMOS M8會開啟。M8會向節點VBN充電。當VBN的水平超過閾值電壓時，M6和M9會開啟。最終，偏置電路生成了偏置電壓水平VBP和VBN。

圖4 兩種線性控制振蕩器的偏置電路

隨著溫度的升高，圖4所示結構中場效應晶體管MOSFET的載流子遷移率μ與閾值電壓VTH均會降低［3，4］，如式（1）、式（2）所示：

根據α冪數定律［16］，通過M8的電流可表示為：

原因在于M8在飽和區域內運行。系數α表示取決于設備通道長度的速度飽和冪數（1≤α≤2）。將式（1）和式（2）代入式（3），并且某些系數進行簡化后，就可獲得下列等式：

式中，km由工藝滲雜條件確定，A和B分別為：

如果我們利用泰勒級數擴展α冪項，式（4）可表示為：

式中，C（nn=1，2，3，…）表示取決于的多項式系數。

環形振蕩器的頻率F由延遲單元的延遲時間以及環形振蕩器的級數確定。延遲時間t很大程度上依賴于通過延遲單元的電流，如下所示：

式中，Cload是每個延遲單元輸出節點的電容，V50%是從高到低以及從低到高過渡時邏輯的過渡電壓，Isat是MOSFET的飽和電流。現在，我們可以利用式（7）表示溫變振蕩器與線性控制振蕩器之間的關系。兩個振蕩器的頻率差可表示為：

式中，FT(T)和FL(T)分別表示溫變振蕩器和現行控制振蕩器的頻率。在此等式中，由于常數km由工藝摻雜條件［7］確定，應通過調整設備通道長度選取α，用以在式（7）中制作一個線性項。應通過調整系數A和Cn消除其它非線性項。例如，如果km為-1.5，我們可以選取為1.5的α，這樣，一級項可以構成溫度與頻率的線性關系，并且通過調整VGS和W就可以消除其它項。如果將線性控制振蕩器的柵過驅動電壓（VGS-VTH）設置為較小值，線性控制振蕩器就會具有逆溫度相關性［10］。

制程變異在很大程度上影響了飽和電流以及延遲單元的延遲。在本文提出的溫度傳感器中，來自制程補償器的信號Sel＜0∶3＞會使延遲單元二進制加權電流源的強度發生變化以補償制程變異，而其反過來也會使振蕩器頻率斜率在整個制程變異中保持不變。由于僅有W發生了改變，km或α不受W控制，這表示此制程補償不受傳感器分辨率的影響。兩個振蕩器均使用1 V的穩定電壓，以降低對電源的依賴性。調節器將電源噪聲降低了33 dB。此外，因電源噪聲引起的誤差僅限于±0.1℃。因此，本文提出的溫度傳感器對制程變異以及電源噪聲具有很強的穩健性。

3 制程補償器

圖5是制程補償器的方框圖，其時序圖如圖6所示。振蕩器的頻率范圍取決于工藝條件，如圖2所示。因此，制程補償器可以通過檢查振蕩器的頻率范圍檢測出制程變異。簡易切換計數器能夠檢測出給定溫度下振蕩器的頻率范圍，并將結果存儲為：q0～q2。在制程補償模式下，首先，制程補償器會將存儲數據重置為典型工藝角的數值。然后，檢測器會在由基準時鐘規定的固定時間內對振蕩器的輸出進行計算，以檢索工藝信息。編碼器會將計數器的輸出轉換成4 bit選擇信號Sel＜0∶3＞，用以控制溫變振蕩器和線性控制振蕩器的頻率。整個補償過程僅需要大約2 s。一旦制程補償模式結束，溫度傳感器就會使用測量模式下的選擇信號。總而言之，工藝角不同致使頻率曲線也不同，而制程補償器的作用在于將不同的頻率曲線安排在同一個頻率范圍相似的組內。

圖5 制程補償器的方框圖

圖6 制程補償器的時序圖

4 頻率數字轉換器

圖7是頻率數字轉換器的方框圖，其中包括8 bit加減計數器、取樣器以及精確碼生成器。

圖7 頻率數字轉換器的原理圖

圖8是頻率數字轉換器的時序圖。在測量模式中，從控制器中生成的控制信號可用于計算頻率差，并且保存最終值。當升降計數器信號為“高”時，多路復用器會選取溫變振蕩器輸出作為頻率數字轉換器的輸入時鐘。然后，計數器就會增加輸入時鐘的上升沿。相反地，當升降計數器信號為“低”時，多路復用器會選取線性控制振蕩器輸出作為頻率數字轉換器的輸入時鐘。然后，計數器就會減少輸入時鐘的上升沿。每個周期結束時，取樣信號會變成“高”，并且取樣器會保存加減計數器的最終值。也就是說，頻率數字轉換器會計算出兩個振蕩器之間的頻率差并對其進行保存，直至下一個取樣信號變成“高”為止。若進行下一次測量，重置信號會重置計數器，這樣就完成了一次溫度數字轉換。升降計數器信號的一個周期與一次轉換時間相同。為了防止上溢，升降計數器的頻率F升降應遵照下列條件：

為了最大地發揮計數器的能力，升降信號的頻率應遵照下列條件：

最終可獲得：

圖8 頻率數字轉換器的時序圖

在精確碼生成器中，控制信號可用于對4個多相時鐘（溫變振蕩器＜0∶3＞）進行抽樣檢查，這些時鐘均是從溫變振蕩器抽取。在頻率數字轉換器中，僅有溫變振蕩器＜0＞用于計算頻率差。因此，當溫變振蕩器＜0＞的上升沿數量相同時，8 bit粗碼是相等的。然而，一旦考慮到多相時鐘，在相同的粗碼上也會出現不同的情況。如果在所有情況下溫變振蕩器＜0＞的上升沿數量為3時，通過利用4個多相時鐘就可將精細頻率差分成8個不同的情況，如圖9所示。如果使用了帶有π/N相位差的N個多相時鐘，此溫度傳感器的分辨率會比其它溫度傳感器高出2N倍［5-6］。

本文中的4個多相時鐘能夠使分辨率增加8倍，如圖7所示。相較于利用11 bit計數器，采用精確碼生成器能夠將測量帶寬提升3倍，然而分辨率卻是一樣。

圖9 精確碼生成器的量化誤差

5 模擬仿真結果

圖10和圖11是不同工藝角條件下，溫變振蕩器和線性控制振蕩器溫度頻率行為的模擬結果。如果僅有溫變振蕩器用于溫度傳感，需要使用兩點校正法對所有工藝條件下的輸出代碼進行統一。此外，即使使用了兩點校正法，也可能因非線性特征導致不同工藝角出現較大誤差。利用兩個振蕩器的頻率差能夠解決此問題，如圖12所示。由于對線性控制振蕩器進行了調整用以補償溫變振蕩器的非線性特征，在所有工藝角下對兩個振蕩器的頻率差進行線性化。然而，此方法也需要利用兩點校正法對輸出代碼進行校正。然后，制程補償器和選擇信號均用于控制延遲單元的電流，可補償制程變異。圖13（a）是帶有制程補償器的溫度頻率差特征。如圖13（a）所示，在相同溫度范圍內對一點進行制程補償后，對圖11中的所有曲線圖進行了收集。因此，因制程變異引起的誤差最小，如圖13（b）所示。此外，此方法讓本文提出的溫度傳感器僅需要采用一點校正法。

圖10 溫變振蕩器溫度頻率關系的模擬結果

圖11 線性控制振蕩器溫度頻率關系的模擬結果

圖12 溫變振蕩器與線性控制振蕩器之間線性化頻率差的模擬結果

圖13 提出溫度傳感器的輸出頻率和誤差

6 實際測試結果

本文提出的溫度傳感器是采用65 nm CMOS工藝設計。圖14是傳感器顯微圖。包括電壓調節器在內的溫度傳感器面積為0.01 mm2。

圖14 提出傳感器的顯微圖

圖15是用于測試芯片的實驗設置，其中恒溫機型號為QRTH-781U，用于控制溫度，示波器型號為GDS-1062A，函數信號發生器為HP33120A。

圖15 用于測試芯片的實驗設置

在進行測量之前，將溫度設置為范圍的中點（40℃），進行制程補償操作。當恒溫機的溫度穩定在40℃后，模式選擇信號就會啟動制程補償。然后，制程補償器就會檢測工藝條件，并且存儲4 bit選擇信號Sel＜0∶3＞以控制延遲單元二進制加權電流源的強度。從一開始就進行一次制程補償。制程補償模式完成之后，模式選擇信號會將模式改變為測量模式，且恒溫機的溫度會穩定在最低溫度（-40℃）。在-40℃～130℃的范圍內每隔10℃就會進行一次測量。在每個測量點上，都會對溫度的穩定性進行確認，并且重置信號會重置頻率數字轉換器，降低實驗誤差。由于溫變振蕩器的最大頻率為230 MHz（在-40℃條件下），基準時鐘為15 MHz，以防在任何情況下出現上溢。因此，一次轉換需要2.13μs，并且轉換率為480 ksample/s。在此條件下，利用8 bit粗碼和3 bit精確碼測量出的溫度傳感器的分辨率為0.2℃/LSB。在0～125℃的范圍內，測量出的20個數據樣品的溫度精確度最高為±1.2℃，如圖16所示。每一溫度下的進行了20個數據樣品測試。數據是平均過的數據，并且與其它測試芯片進行了比較。最新的微處理器［1］需要處理來自多個溫度傳感器的信息。因此，若想節約功率，溫度傳感器必須面積小以及轉換率高。當轉換率為480 ksample/s并且電源電壓為1.2 V（振蕩器調節的穩壓電源為1 V）時，功率損耗為500μW。因此，每次轉換的能量為0.001μJ/sample，相比最近的類似傳感器［6，7，10］，這是最小值。提出溫度傳感器的性能總結及比較，如表1所示。若不需要溫度傳感器，可關閉兩個振蕩器以降低功率損耗。線性化以及斜率補償的振蕩器可以啟用一點校正法，能夠降低大批量生產測試的成本。

圖16 20個測試芯片的實測誤差

表1 本文中溫度傳感器的性能總結及比較

7 結論

本文提出了基于基于雙振蕩器的CMOS溫度傳感器。該傳感器采用適應性環形振蕩器以及額外的制程補償器來提高線性度，并且提升了制程抗擾性。采用一點校正法后，在0～125℃的范圍內，提出溫度傳感器的最大誤差為±1.2℃，降低了大批量生產測試的成本。整個模型的面積為0.01 mm2。當轉換率為480 ksample/s并且電源電壓為1.2 V（振蕩器的穩壓電源為1 V）時，功率損耗為500μW。每次轉換的能量為0.001μJ/sample，相較于其它傳感器，這是最小值。調節振蕩器的電源能夠進一步降低本文提出溫度傳感器的誤差。

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彭 華（1979-），女，漢族，云南曲靖人，本科，副教授，主要研究方向為應用電子技術；

王用鑫（1979-），男，四川資中人，漢族，本科，副教授，主要研究方向為電子信息工程，wangyongxin023@yeah.net。

Low Power CMOS Temperature Sensor with Dual Oscillator Structure*

PENG Hua*，WANG Yongxin
（Institute of Applied Electronics，Chongqing College of Electronic Engineering，Chongqing 401331，China）

In order to improve the energy conversion efficiency and reduce power consumption，a CMOS temperature sensor based on dual oscillator is proposed.The temperature sensor is used to generate the frequency with tempera?ture variation，and the linear degree of the temperature sensor is improved by adjusting the difference of linear frequency.Finally，the digital output of the digital converter is completed by using a frequency digital converter.In addition，a process compensation scheme is also proposed，for a point correction method can improve the accuracy of temperature sensor.Using 65 nm CMOS process，the area is only 0.01 mm2.The test results show that the resolution of the temperature sensor is 0.2℃/LSB，and the maximum error of the 20 measured sample is less than±1.2℃over range of 0～25℃.Compared with other similar sensors，when the conversion rate is 480 ksample/s，the power consumption is 500μW.Hence，the energy per conversion is 0.001μJ/sample，which is the lowest value.

temperature sensor；dual oscillator；process compensation；low power consumption

TP212.11

A

1005-9490（2016）06-1449-07

7230；7320R

10.3969/j.issn.1005-9490.2016.06.033

項目來源：重慶市教委科學技術研究項目（KJ1602908）

2015-12-16 修改日期：2016-01-14